李永1，王關(guān)云2，劉芫健2

　　（1. 中興通訊有限公司 無(wú)線預(yù)研部，廣東 深圳 518055；2. 南京郵電大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210003）

       摘要：為緩解頻譜資源的日益緊張，毫米波無(wú)線通信已成為新的研究熱點(diǎn)之一。基于射線追蹤法，對(duì)典型室內(nèi)辦公環(huán)境下60 GHz毫米波傳播特性進(jìn)行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波頻段進(jìn)行對(duì)比分析。分別在視距和非視距下對(duì)比研究了兩種頻段的路徑損耗與時(shí)延擴(kuò)展，分析結(jié)果可以為室內(nèi)毫米波的無(wú)線網(wǎng)絡(luò)覆蓋提供理論依據(jù)。

　　關(guān)鍵詞：60 GHz毫米波；射線追蹤法；傳播特性

0引言

　　市場(chǎng)研究預(yù)計(jì)接入互聯(lián)網(wǎng)的設(shè)備將在2020年達(dá)到250億臺(tái)。這將是聯(lián)合國(guó)估算的全球人口數(shù)的3倍，屆時(shí)，網(wǎng)絡(luò)擁堵的問(wèn)題將更為嚴(yán)重。而如今WiFi技術(shù)常用的2.4 GHz頻段早已不堪重負(fù)，為緩解頻譜資源的日益緊張，勢(shì)必要開(kāi)發(fā)新的頻譜資源。眾所周知，毫米波最突出的優(yōu)點(diǎn)是頻帶寬，尤其是60 GHz頻段被認(rèn)為是最有前途的頻段，其1%的相對(duì)帶寬就可以提供數(shù)百兆乃至千兆的可用帶寬［1］。因此,國(guó)內(nèi)外都在對(duì)毫米波無(wú)線通信展開(kāi)積極研究，其中，歐盟METIS項(xiàng)目已將60 GHz毫米波選作未來(lái)5G室內(nèi)通信頻段，并制訂了多個(gè)典型環(huán)境以做研究［2］。

　　近年來(lái)對(duì)室內(nèi)電波的傳播預(yù)測(cè)常采用射線追蹤法。射線追蹤法能夠找出發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的全部電波傳播路徑，并且擁有較高的計(jì)算精度和較快的計(jì)算速度［34］。本文基于射線追蹤法，就歐盟METIS項(xiàng)目中的典型室內(nèi)辦公環(huán)境（TC1場(chǎng)景），對(duì)60 GHz毫米波傳播特性進(jìn)行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波進(jìn)行對(duì)比分析。

1射線追蹤法

　　射線追蹤法將發(fā)射信號(hào)以射線的形式進(jìn)行傳播，發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的路徑有可能是直達(dá)路徑也可能是非直達(dá)路徑。如果是非直達(dá)路徑，則發(fā)射的射線將可能經(jīng)過(guò)多次反射、繞射、透射等才能到達(dá)接收機(jī)。根據(jù)幾何光學(xué)和一致繞射理論，射線在傳播過(guò)程中遇到障礙物后，首先判斷射線的傳播類型，反射、繞射或者透射，然后計(jì)算射線下一個(gè)到達(dá)點(diǎn)位置和此時(shí)的場(chǎng)強(qiáng)，而后繼續(xù)跟蹤射線，直到射線通過(guò)接收機(jī)或者射線能量低于某一閾值為止，之后再回到發(fā)射端，跟蹤下一條射線，最后將到達(dá)接收點(diǎn)的各條射線進(jìn)行合并，從而完成電波預(yù)測(cè)。由此可見(jiàn)射線追蹤法是一個(gè)復(fù)雜的遞歸過(guò)程［5］。

　　1.1建立發(fā)射射線

　　發(fā)射天線輻射出的電波波束可以看作是許多由發(fā)射天線射出的射線。射線通過(guò)對(duì)波前球劃分產(chǎn)生，如圖1所示，由源點(diǎn)發(fā)出的電波可以用頂點(diǎn)在源點(diǎn)的錐體表示，錐體底面可以是三角形、正方形等，每一個(gè)錐體由自頂點(diǎn)到底面中心的連線表示射線，所有的射線按照一定的空間角度間隔從發(fā)射機(jī)發(fā)出，跟蹤每一條射線的前進(jìn)路徑，跟蹤路徑上所發(fā)生的反射、透射、衍射都利用幾何光學(xué)理論進(jìn)行計(jì)算。如果所追蹤的射線反射次數(shù)大于預(yù)先設(shè)置的最大反射次數(shù)或能量低于某一閾值后，則舍棄該條射線，這樣所有值得注意的射線都會(huì)被找到。

　　1.2追蹤射線

　　在射線的追蹤過(guò)程中，求交運(yùn)算是最主要的運(yùn)算，通過(guò)求交運(yùn)算判斷射線是否與墻、門(mén)或其他障礙物相交，進(jìn)而判斷射線是否會(huì)發(fā)生反射和透射；當(dāng)射線掠過(guò)棱角時(shí)，還需判斷是否發(fā)生繞射。

　　假設(shè)某物體一平面的方程為ax0+by0+cz0+d=0，射線起點(diǎn)坐標(biāo)為(x0,y0,z0)，方向?yàn)?d1,d2,d3)，參數(shù)方程如式（1）所示。

　　當(dāng)ad1+bd2+cd3=0時(shí)，射線與平面平行。當(dāng)ax0+by0+cz0+d=0時(shí)，射線在平面內(nèi)。除去上述兩種情況，則射線（或者此射線的反向延長(zhǎng)線）與平面相交，此時(shí)計(jì)算得出參數(shù)ti=－(ax0+by0+cz0+d)/(ad1+bd2+cd3)，若ti≥0，則表明射線與平面的交點(diǎn)在此射線上。連接原點(diǎn)與交點(diǎn)得到矢量s。平面通常為一個(gè)矩形，矩形一頂點(diǎn)處，有兩條矩形邊矢量相互垂直，其分別用u、v來(lái)表示，從原點(diǎn)到此頂點(diǎn)的線段用矢量x表示。若式（2）和式（3）同時(shí)成立，則說(shuō)明射線與平面相交，即表示射線能夠發(fā)生反射和透射現(xiàn)象。

　　1.3判定射線是否到達(dá)接收點(diǎn)

　　將接收機(jī)視為一個(gè)接收球，如果追蹤的射線與該球相交，則認(rèn)為該射線被接收機(jī)接收。接收球半徑的確定非常重要，如圖2中的接收球RX1與接收球RX2，離發(fā)射點(diǎn)越遠(yuǎn)，接收球半徑應(yīng)越大；往往接收球的半徑與收發(fā)天線間的距離及發(fā)出射線的空間角度間隔Δθ相關(guān)。

2仿真結(jié)果與分析

　　2.1仿真環(huán)境

　　如圖3所示，針對(duì)METIS項(xiàng)目文件中典型室內(nèi)辦公環(huán)境進(jìn)行建模仿真。房間高3.0 m，四面墻壁、天花板以及地板的材質(zhì)為混凝土，其相對(duì)介電常數(shù)均為εr=6.14，電導(dǎo)率σ=0.3S/m。發(fā)射天線（TX）位于辦公室的墻壁上，天線高度為2.0 m，發(fā)射功率為20 dBm，發(fā)射信號(hào)分別選用60 GHz毫米波和2.4 GHz非毫米波；接收天線（RX）高度為1.0 m，接收天線分別沿圖3中線路A-B（視距環(huán)境）、線路C-D（非視距環(huán)境）移動(dòng)，收發(fā)天線均為垂直極化全向天線。

　　2.2仿真分析

　　在無(wú)線網(wǎng)的規(guī)劃和優(yōu)化中，考慮最多的傳播問(wèn)題就是路徑損耗。路徑損耗是指電磁波在傳播過(guò)程中由傳播環(huán)境引起的能量損耗，屬于大尺度衰落，具有冪定律特性。路徑損耗通常表示為：

　　Pr=k/dn

　　式中，Pr是距離發(fā)射機(jī)d處的接收功率，k是比例因子，n是路徑損耗指數(shù)。

　　圖4和圖5給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的路徑損耗，在視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在83.98 dB~132.74 dB之間，均值為103.65 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在63.55 dB~96.33 dB之間，均值為82.64 dB；在非視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在96.72 dB~132.59 dB之間，均值為111.29 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在76.08 dB~107.49 dB之間，均值為89.60 dB。可見(jiàn)無(wú)論在視距還是非視距下，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右，此外，由于存在直射路徑，視距傳播的功率損耗往往要比非視距傳播下的損耗小。在圖4和圖5中，就總體趨勢(shì)而言，路徑損耗隨接收點(diǎn)離發(fā)射點(diǎn)距離的增加而增加，但路徑損耗在小范圍距離內(nèi)卻有增有減，這主要是由于多徑反射造成的，而在非視距下，這種增減的幅度變化較大，這說(shuō)明非視距下多徑效應(yīng)更加明顯。

　　時(shí)延擴(kuò)展是指無(wú)線電波以射線形式，通過(guò)不同傳播路徑到達(dá)接收機(jī)的時(shí)間不同，通常用以描述時(shí)間色散效應(yīng)。時(shí)延擴(kuò)展往往采用均方根時(shí)延擴(kuò)展τrms（Root Mean Square，簡(jiǎn)稱RMS）描述，均方根時(shí)延擴(kuò)展是多徑信號(hào)功率延遲分布的二階矩［6］，定義為：

　　其中，τk、ak分別為第k條射線的時(shí)延與增益，τm為平均時(shí)延，P(τk)為第k條射線攜帶的功率。信號(hào)時(shí)延擴(kuò)展過(guò)大容易引起碼間干擾，從而限制了數(shù)字多徑信道的最大碼速。

　　圖6和圖7給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的時(shí)延擴(kuò)展。在視距傳播下，60 GHz電波的時(shí)延擴(kuò)展分布在1.97 ns~7.20 ns之間，均值為4.71 ns，而2.4 GHz電波的時(shí)延擴(kuò)展分布在2.14 ns~7.17 ns之間，均值為4.93 ns。視距下，60 GHz毫米波的時(shí)延擴(kuò)展要比2.4 GHz非毫米波的時(shí)延擴(kuò)展小0.2 ns左右。時(shí)延擴(kuò)展越小，相關(guān)帶寬就越大，進(jìn)而可以更好地抑制碼間干擾。而在非視距傳播下，60 GHz電波的時(shí)延擴(kuò)展分布在3.01 ns~8.13 ns之間，均值為5.94 ns，而2.4 GHz電波的時(shí)延擴(kuò)展分布在3.42 ns~8.47 ns之間，均值為5.96 ns。非視距傳播時(shí)，兩種頻段的時(shí)延擴(kuò)展均值幾乎沒(méi)有明顯區(qū)別。另外還可看出，電波在非視距傳播下的延遲擴(kuò)展比視距下的延遲擴(kuò)展大，這往往是由非視距下多徑效應(yīng)嚴(yán)重造成的。

3結(jié)論

　　隨著物聯(lián)網(wǎng)時(shí)代的到來(lái)，對(duì)室內(nèi)高頻段電波傳播特性的研究已成為熱點(diǎn)。本文基于射線跟蹤法，通過(guò)仿真對(duì)比分析了典型室內(nèi)辦公環(huán)境中60 GHz毫米波與2.4 GHz非毫米波的傳播特性。非視距下電波的路徑損耗要比視距下的路徑損耗大，同時(shí)，無(wú)論在視距或非視距傳播中，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右；而在視距下60 GHz毫米波有利于減小時(shí)延擴(kuò)展，進(jìn)而可以提高最大傳輸速率，但在非視距下60 GHz和2.4 GHz電波的時(shí)延擴(kuò)展均值相差不大。這些分析結(jié)果可以為室內(nèi)毫米波的覆蓋提供理論依據(jù)。

參考文獻(xiàn)

　　［1］ 王靜，楊旭，莫亭亭. 60 GHz無(wú)線通信研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢(shì)［J］. 信息技術(shù),2008,32（3）:140144.

　　［2］ METIS. Deliverable D6.1 Simulation guidelines［EB/OL］.（20131031）. https://www.metis2020.com/wpcontent/uploads/deliverables/METIS_D6.1_v1.pdf.