文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)11-0053-04
0 引言
近年來，隨著CMOS集成電路技術和無線通信系統的迅猛發展，單片集成的無線接收機芯片已經成為研究和設計的焦點，它廣泛應用于手機通信、藍牙、GPS定位等通信領域。零中頻接收機具有功耗低、面積小、易于集成等優點，目前得到業界的廣泛采用[1]。低通濾波器作為零中頻接收機的重要組成部分，要求其具有高線性度、低功耗、低噪聲和對臨近信道信號抑制能力強的特點。
本文設計了一款應用于W-CDMA零中頻接收機的3階巴特沃斯跨導-電容（Gm-C）低通濾波器。系統要求濾波器的截止頻率為2.2 MHz，在10 MHz頻率處的阻帶衰減達到34 dB，并且要求其具有低功耗、可調諧等性能。
1 系統結構和電路設計
集成連續時間濾波器主要包括MOSFET-C濾波器、有源RC濾波器和Gm-C濾波器3種類型[2]。相對于有源RC濾波器和MOSFET-C濾波器，Gm-C濾波器具電路簡單、面積小、易調諧、高頻特性好、易于集成等優點，因此使用比較廣泛。但由于環境變化、工藝誤差以及寄生效應等因素會導致Gm-C濾波器的特性偏離設計指標[3]，所以，需要設計自動調諧電路來精確控制濾波器的頻率響應。
1.1 跨導放大器的設計
跨導放大器（OTA）是Gm-C濾波器的核心模塊，其性能的好壞直接影響濾波器的特性。在設計的過程中主要考慮的是跨導放大器的線性度、噪聲性能、功耗以及工作頻率。
本文采用的跨導放大器結構如圖1所示，通過采用兩個工作在深線性區的MOS管（M3和M4）作為源級負反饋來提高線性度[4]。當VIP-VIN=0時，M3和M4都處在深線性區。當M1的柵電壓大于M2的柵電壓時，由于VD3=VG3-VGS1，晶體管M3處在深線性區；而M4因為其漏極電壓升高，同時柵極電壓和源極電壓下降，最終進入飽和區。所以，即使有一個負反饋MOS管（M3或M4）進入飽和區，電路仍然能夠得到很好的線性度。其跨導值的表達式為：
其中，K1，3=μCox·(W/L)1，3，由參考文獻[4]可得出，當K1/K3的取值為6~10時，跨導放大器的線性范圍最好。此外，可以通過調節尾電流來改變跨導值。
完整的跨導放大器的電路如圖2所示。為了能方便地在積分器的輸入端進行差分電壓加減運算，跨導器采用了雙差分輸入結構。通過改變偏置電壓Vcrtl可以改變跨導放大器的跨導值。
圖2中MOS管M17~M25構成兩差分對的電壓共模反饋電路，能夠穩定跨導放大器的靜態工作電壓。跨導放大器主體電路的輸出電壓與共模參考電壓進行比較，然后通過M24將電流轉換為電壓Vcm反饋回M13~M16的柵極，對輸出電壓進行調節，從而使得輸出電壓達到最佳輸出共模電平。
圖3給出跨導放大器的跨導值隨差分輸入擺幅的變化。從圖3可知，跨導放大器的跨導值在差分輸入范圍為-300 mV~+300 mV之間時保持一個穩定值。
1.2 濾波器的結構
常用的Gm-C濾波器結構有3種：梯形結構、級聯biquad結構和諧振耦合結構。其中梯形結構電路設計簡單，易于集成，元件參數靈敏度低，而且實現時無需考慮傳輸函數的零極點的配對的問題[5]。為了降低工藝偏差、環境變化等因素對濾波器截止頻率的影響，本文采用靈敏度低的梯形結構。
根據設計指標可確定所設計的3階巴特沃斯無源RLC梯形網絡結構如圖4所示。對于如圖4所示的梯形網絡的結點Vin、V1、Vout，根據基爾霍夫電流電壓定律：
將式(2)~式(5)的電流量經Ii=Vi/R標度成電壓量，可得到如下公式及如圖5所示的信號流圖。
用Gm-C積分器結構來代替圖5中的傳輸函數，將3階無源巴特沃斯低通濾波器轉換成如圖6所示的3階有源巴特沃斯濾波器。本設計是令該Gm-C濾波器中所有的跨導放大器的跨導值都相等，通過取不同的電容值來產生不同的零極點，從而可以實現滿足系統指標要求的濾波器頻率響應。
1.3 自動調諧電路
Gm-C濾波器的截止頻率是由時間常數Gm/Cfilter決定的，其中Gm為跨導放大器的跨導值，Cfilter為濾波器電容。由于Gm會受到溫度變化、工藝偏差等因素的影響，使得濾波器的截止頻率將有±40％以上的變化，因此需要自動調諧電路來控制濾波器的頻率響應[6]。自動調諧電路的結構有很多，如開關電容調諧、壓控振蕩器(VCO)調諧、壓控濾波器(VCF)調諧、PLL調諧等。其中開關電容調諧方法電路結構簡單，具有更高的精度和較低的功耗。這是因為采用這種結構可以將濾波器的時間常數Gm/Cfilter轉換成兩個電容的比(CH/Cfilter)，該比值在不同的工作環境中幾乎保持不變，從而可以得到較精確的濾波器截止頻率[7]。
圖7所示的電路為開關電容調諧電路。由CMOS互補開關S1、S2、S3和S4（或S5、S6、S7和S8）與采樣電容CH組成的開關電容電路可以等效成一個電阻。其阻值由外加參考時鐘的頻率f確定，即：
在兩相非交疊時鐘Φ1和Φ2的作用下，使開關電容電路的等效電阻Req與跨導放大器Gm的跨導值的倒數(1/Gm)相等。若Req與1/Gm不相等時，流過Gm模塊的電流不等于開關電容電路的電流，會產生一個電流差，這個電流差就會導致運放-電容積分器的輸入電壓發生變化，從而使得輸出電壓Vctrl發生變化，將電壓Vctrl反饋回Gm模塊的n型尾電流MOS管的柵極處，通過改變n型尾電流MOS管的柵壓來改變尾電流，進而調整Gm模塊的跨導值，使得1/Gm始終等于開關電容電路的等效電阻Req。因此，濾波器的截止頻率可表示為：
Gm/Cfilter=1/(Req·Cfilter)=f·CH/Cfilter(11)
由上式可以得出，濾波器的截止頻率只與外加時鐘頻率、開關電容電路的電容值和濾波器的電容值有關。而時鐘頻率是精確的，電容的比值(CH/Cfilter)不受環境因素等的影響，因此就可以得到較精確的濾波器截止頻率。
2 仿真結果
采用SMIC 0.18 μm工藝模型，利用Cadence工具對本文設計的電路進行仿真。當電源電壓為1.8 V時，對所設計的濾波器在不同工藝角(tt、ff、ss、snfp、fnsp)以及溫度(-35 ℃、27 ℃、85 ℃)下進行AC仿真。測試結果發現，經過調諧后，濾波器的截止頻率偏差在3 %以內。圖8給出了工藝角和溫度分別在tt(27 ℃)、ss(85 ℃)和ff(-35 ℃)的仿真情況，從圖8可以看出，當工藝角和溫度為tt(27 ℃)時，濾波器的截止頻率為2.2 MHz，在10 MHz頻率處的阻帶衰減達到34 dB，滿足系統設計要求。
圖9為線性區內200 kHz和210 kHz處濾波器的IIP3測試結果。采用two tone測試方法來衡量濾波器的三階非線性交調失真。在輸入等幅值(100 mV)、雙頻(200 kHz和210 kHz)信號的情況下，對輸出波形做離散傅里葉變換，得到如圖9所示的仿真結果。計算得PIIP3的值為21.13 dBm，滿足系統設計需求。
濾波器的仿真結果及與參考文獻[8]和參考文獻[9]的對比結果如表1所示。
3 結論
本文設計了一款應用于W-CDMA零中頻接收機的3階巴特沃斯低通濾波器。濾波器的核心模塊——跨導放大器采用兩個工作在深線性區的MOS管作為源級負反饋的雙差分結構，可以得到較高的線性度和較低的功耗。仿真結果顯示，濾波器的截止頻率為2.2 MHz，在10 MHz頻率處的阻帶衰減達到34 dB，當輸入兩個幅值都為100 mV、頻率分別為200 kHz和210 kHz的正弦信號時，可得濾波器的IIP3為21.13 dBm。電路采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝模型，工作電壓為1.8 V，功耗為3.31 mW。同時，采用基于開關電容電路的調諧電路，將濾波器的截止頻率偏差降低到了3%以下。
參考文獻
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