在分析倍頻式SPWM并網(wǎng)逆變器電壓相量圖的基礎(chǔ)上，提出了一種基于TMS320LF2407DSP芯片作為控制器的并網(wǎng)逆變器實現(xiàn)方案。該方案實現(xiàn)簡單，控制方便，相關(guān)的實驗波形驗證了該方案的正確性。

關(guān)鍵詞：逆變器；控制策略；電壓相量圖；數(shù)字信號處理器

0    引言

    為了解決即將到來的能源危機，開發(fā)綠色的、可持續(xù)的新型能源已成為近年來的研究焦點。其中，能饋系統(tǒng)和光伏系統(tǒng)的研究與設(shè)計已取得一定成績，而并網(wǎng)逆變器（又稱有源逆變器）作為它們與電網(wǎng)的接入口，扮演著極重要的角色。本文介紹一種采用TI公司TMS320LF2407DSP芯片實現(xiàn)的電壓型單相全橋并網(wǎng)逆變器，該逆變器基于電壓相量圖的間接電流控制，輸出為單位功率因數(shù)，而且確保了其能量只能從逆變器到電網(wǎng)的單向流動，從而避免了能量倒灌帶來的逆變器功率器件的損壞。該方案控制簡單，穩(wěn)定性好，具有較好的應(yīng)用效果。

1    控制策略及其實現(xiàn)

1.1    并網(wǎng)逆變器主電路

    圖1為并網(wǎng)逆變器主電路框圖。圖中，高壓直流一般由低壓直流（例如，光伏系統(tǒng)中的蓄電池組，電子模擬負(fù)載系統(tǒng)中的電源模塊輸出）經(jīng)過DC/DC升壓后得到，幅值在400V左右，且電壓波動范圍不大。逆變器輸出和電網(wǎng)之間的電感L1，用于濾除高次諧波電流，平衡逆變器和電網(wǎng)基波（50Hz）之間的電壓差，是整個系統(tǒng)控制策略的關(guān)鍵所在。這樣的電路結(jié)構(gòu)具有體積小，電流應(yīng)力小，畸變率小的優(yōu)點，而且集中控制簡單。

圖1    并網(wǎng)逆變器的主電路框圖

1.2    并網(wǎng)逆變器電壓相量圖分析

    在功率因數(shù)為1的條件下，基波電壓向量可由圖2表示。圖中Ua為逆變器輸出電壓的基波有效值，UL為電感L1兩端電壓的基波有效值，UN為電網(wǎng)電壓。

圖2    Ua、UL和UN相量圖

    超前角度β=β1固定不變時，設(shè)逆變器工作在p2n2點，送至電網(wǎng)的功率為Po，由圖2的關(guān)系可知，Po=UNIN，UL=INωL1，據(jù)三角函數(shù)關(guān)系有

    tanβ1=PoωL1/UN2（1）

    可見，在電感數(shù)值和電網(wǎng)電壓確定的條件下，依據(jù)給定的功率，可以確定超前角度β1，即可以確定逆變器控制信號的相位。

    設(shè)電網(wǎng)電壓在n2點為標(biāo)準(zhǔn)220V，當(dāng)它降低（從n2到n1）或升高（從n2到n3）時，逆變器的輸出電壓也隨之變化（從p2到p1或從p2到p3），可以保證工作在單位功率因數(shù)，當(dāng)然送出的功率也會變化。由于電網(wǎng)電壓波動不大，因此功率變化不會很大。這個調(diào)節(jié)過程的關(guān)系也可以由圖2得出

    Uacosβ1=UN（2）

    由SPWM逆變器有

    Ua=mUd/（3）

式中：m為調(diào)制比；

      Ud為逆變器輸入側(cè)直流母線電壓。

由式（2）和（3）得

    m=UN/Udcosβ1（4）

    從而可知，超前角度不變時，根據(jù)實時檢測到的直流側(cè)電壓和電網(wǎng)電壓，改變調(diào)制比m，可以使得電路在直流母線電壓和電網(wǎng)電壓波動時，一直工作在單位功率因數(shù)。

    當(dāng)β從β1增大到β2時，其它條件不變，功率會隨之增大，其變化關(guān)系可以由式（1）確定。因此，我們可以通過外圍電路設(shè)定β值，從而達(dá)到功率調(diào)節(jié)。

1.3    控制單元框圖

    如圖3所示，控制單元上主要是通過外圍檢測電路和相應(yīng)的軟件算法來實現(xiàn)的。軟件的實現(xiàn)在后文中闡述。其中DC/DC的控制與保護(hù)部分可以與逆變部分分開，但由于DSP的資源比較豐富，可以利用同一塊DSP來處理。

圖3    控制單元框圖

    由于主電路與電網(wǎng)沒有隔離，則控制單元須全部與主電路隔離。電網(wǎng)電壓的檢測可通過工頻采樣變壓器實現(xiàn)，但直流電壓的檢測相對要困難。這里采用線性光耦來達(dá)到采樣和隔離的目的，這就要求線性光耦的線性度非常高。采樣電路如圖4所示。

圖4    直流母線電壓采樣電路

    本電路采用TIL300線性光耦，經(jīng)采樣隔離后的值送至DSP的AD轉(zhuǎn)換通道。由圖4所示電路可知，AD采樣值Vo=k3(R6/R4)VBUS，其中k3是光耦的電流傳輸系數(shù)。

    電網(wǎng)過零檢測主要是利用DSP的CAP捕捉單元來實現(xiàn)鎖相。以檢測到的過零時刻作為基準(zhǔn)，控制脈沖超前此基準(zhǔn)時刻β角度。過流及電網(wǎng)過大波動的保護(hù)是由電流間接控制，為電流開環(huán)控制，因此，應(yīng)根據(jù)所需的功率大小以及器件的額定值設(shè)好保護(hù)點。當(dāng)發(fā)生過流時，通過保護(hù)電路封鎖逆變控制脈沖，并斷開主電路，使逆變器脫離電網(wǎng)。當(dāng)檢測到的電網(wǎng)電壓超出波動范圍時，也使逆變器停止工作，并給出相應(yīng)的故障指示信號。

2    軟件設(shè)計與實現(xiàn)

    逆變器的控制方式是在文獻(xiàn)[2]中的倍頻式SPWM基礎(chǔ)上，結(jié)合DSP的PWM輸出特性產(chǎn)生的,如圖5所示。實際中，三角波的頻率與工頻的比值為240，為簡單起見，圖5中的比值為12。

圖5    開關(guān)器件的驅(qū)動波形和逆變器輸出波形

    波形生成過程如下：DSP的通用定時器1采用連續(xù)增/減計數(shù)模式，而且在定時器下溢中斷后立即裝載比較寄存器CMPR1和CMPR2的值，CMPR1決定ug1和ug4，CMPR2決定ug3和ug2。在DSP的數(shù)據(jù)存儲區(qū)有一90°的正弦表，對應(yīng)360個點，此表作相應(yīng)調(diào)整可以產(chǎn)生90°～360°的正弦值，而裝載值是在每個三角波中心時刻所對應(yīng)的正弦值。

    在一個工頻周期，定時器1產(chǎn)生240次下溢中斷，設(shè)第M次中斷時裝載的值對應(yīng)正弦表中第K個值，在4個不同的象限時，M和K的關(guān)系如下：

    K=（5）

    M的初值決定圖2中超前角度β的大小。例如，M=0表示β=0；M=4，則表示β=6°，因此，我們可以通過改變M的初值實現(xiàn)功率調(diào)節(jié)。市電過零檢測對應(yīng)的CAP捕捉中斷子程序中設(shè)定所需的M初始值。

    由圖6可以看出，在0～180°之間，CMPR1在M為偶數(shù)時裝載查表所得值，PWM輸出產(chǎn)生跳變，而在M為奇數(shù)時裝載大于周期寄存器里面的值，使之不產(chǎn)生跳變；CMPR2與之相反，在180°～360°之間時，CMPR1和CMPR2的裝載情況剛好與前面相反。這就帶來在180°和240°時存在輸出方式的變換，如在M=120(即180°)時，ug1由低有效變?yōu)閺娭频停?dāng)M=121后，全部是高有效。而ug3在M=120時先強制低，緊接著高有效。這需要作特別處理。

圖6    定時器中斷子程序流程圖

    由于調(diào)制比m隨著直流母線電壓和電網(wǎng)電壓的波動而改變，所以，通過查表結(jié)果裝載到CMPR1和CMPR2的值還必須乘以m的值。

3    實驗波形

    結(jié)合上述控制策略，設(shè)計了一臺輸出功率為2kW的并網(wǎng)逆變器，400V的直流電壓由一直流模塊提供，功率管采用富士電機的1MBH60D-100型號的IGBT，L1為5mH。圖7（a）是電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流波形（為了便于觀看，電流信號反相），圖7（b）是電感上的電壓波形。

（a）uN與－iL1波形

（b）uL1波形

圖7    實驗實測波形

4    結(jié)語

    逆變器可以很好地工作在單位功率因數(shù)的工況下，而且在電網(wǎng)波動和直流側(cè)波動時具有很好的穩(wěn)定性。此控制方法具有控制簡單，電流畸變小的優(yōu)點，具有一定的應(yīng)用前景。