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解析PRT自激勵振方式VRC軟開關變換電源技術
摘要: 在開關變換電源電路中,將諧振型變換開關元件的勵振、驅動方法定義為兩類,即把設置有專用的勵振和驅動電路方式叫作它激勵振、驅動;把利用變壓器反饋電路實現的勵振、驅動方式叫作自激勵振、驅動。這里闡述利用正交型變壓器PRT反饋電路構成的自激勵振方式電壓諧振型軟開關變換電源技術。
Abstract:
Key words :

  在開關變換電源電路中,將諧振型變換開關元件的勵振、驅動方法定義為兩類,即把設置有專用的勵振和驅動電路方式叫作它激勵振、驅動;把利用變壓器反饋電路實現的勵振、驅動方式叫作自激勵振、驅動。這里闡述利用正交型變壓器PRT反饋電路構成的自激勵振方式電壓諧振型軟開關變換電源技術。

  1 正交型變壓器的控制技術

  對于自激勵振方式諧振型變換器的控制技術,尤其重要的是采用各種鐵氧體磁心的正交型變壓器PRT。圖1是PRT構造和電感特性及電路圖形符號。其中,圖1(a)為舊單口型鐵氧體磁心PRT;圖1(b)為新雙口型鐵氧體磁心PRT;圖1 (c)為PRT電路符號。比較它們的形狀和電感特性后得知,新雙口型PRT的磁路長度比舊單口型的磁路長度延長,磁阻增加。由于主線圈N的電感量Ln和控制線圈Nc的直流控制電流Ic的變化,使新雙口型的Ln變化幅度和線性范疇都擴大了。

PRT構造和電感特性及電路圖形符號

  在圖2中設控制線圈Nc流過直流Ic時產生的磁通為φc、主線圈N1或N2上流過交流電流I1時產生的磁通為φ1。若圖2(a)中箭頭方向為正,則在磁路 A和D上的磁通φc和φ1方向相反,磁通為φ1-φc;而在磁路B和C上的磁通φc和φ1方向相同,磁通為φ1+φc。圖2(b)中主線圈N1加載到磁路 B和D上的B-H曲線,相當于被Lc的變化而調制的磁滯曲線。由于加載到線圈Nc磁路A,B上的φ1感生電壓互相抵消,在Nc上不產生交流電壓,所以 PRT的電流Ic信號就可以作為控制磁路B和D上的磁通量,把它作為可控電感元件,實現諧振型變換器的控制技術。圖2(c)為這種PRT的電路符號。

正交型變壓器的磁通

  2 自激勵振方式電壓諧振型變換器

  開關元件在斷開時,加在開關元件上的電壓波形是LC諧振時產生的正弦波電壓,也稱之為電壓諧振。利用電壓諧振型變換器VRC電路和PRT的組合,可以構成各式軟開關變換電源。常用的自激勵振方式VRC的控制方式有如下幾種:

  2.1 并聯諧振頻率控制方式

  圖3為單管自激勵振方式VRC的并聯諧振頻率f0控制方式的開關變換電源電路。圖3(a)為電路圖,圖3(b)為控制特性圖,圖3(c)為工作波形圖。

單管自激勵振方式VRC的并聯諧振頻率f0控制方式的開關變換電源電路

  圖3(a)中PRT的結構如圖2所示,線圈N1與脈沖電流轉換器PCC的電感Ls串聯后,再與并聯電路(包括VCBO>1 200 V的耐高壓BJT管Q1、續(xù)流二極管D1、并聯諧振電容Cr)串聯。另外,有中心抽頭的全波整流線圈N2與諧振電容Cs并聯。

  圖中自激勵振電路由下述元件和小電路構成,如啟振電阻Rs,串聯諧振電路(包括繞有1匝線圈的脈沖電流轉換器PCC、限流電阻RB、定時電感LB、定時電容CB),并聯電路(包括箝位二極管DB,Q1的基極一發(fā)射極)。由此可知,這個自激勵振、驅動電路的工作波形是低噪聲、正弦波波形。

  另外,在RB較小時.開關變換頻率fS由LB和CB的串聯諧振值決定,見式(1):

公式

  為了表示VRC電路的諧振頻率fo和輸出直流電壓Eo,在Eo端接上負載電阻RL后,分別設N1,N2的電感值為L1,L2;匝數比為n=L1/L2;濾波電解電容Ci兩端電壓為Ei,則等效電路的導出解析式結果fo及Eo。見式(2),式(3):

公式

  由式可知,若固定fs,控制PRT的可變電感L1,就可控制諧振頻率fo和輸出電壓Eo。設fo>fs,ω=2πfs,則如圖3(b)所示,依據PRT控制原理,若控制Ic,就能穩(wěn)定輸出電壓Eo的值。

  當Q1截止時,產生的集一射間脈沖電壓Vcp是L1+L2和Cr的并聯諧振電壓,其峰值是Ei的5~6倍,但Q1瞬斷時的開關變換損耗較小。當負載功率 Po="180" W,交流輸入電壓VAC=220 V,FS=50 kHz時,可以得到AC-DC的電能變換效率為ηAC-DC=83%。從Ci端PRT的勵磁電流I1和N2側Cs的兩端交流電壓V2的工作波形可以看到,其基本上接近光滑的正弦波狀,可以達到低噪聲,滿足實用的目的。

  2.2 諧振電壓脈沖寬度控制方式

  在圖3中,PRT的主線圈N1,N2是用φ100μm單線捆成40~50根的絞合線繞制而成,它不但要保證鐵氧體磁芯的絕緣間隙,還會造成體積增大。為了減少電路體積,可以想到,如果控制PCC的電感量Ls,也能對Eo進行控制。故將圖 3的PCC換成圖1的PRT,則用PIT一次側串接PRT的方式構成了VRC,如圖4所示。圖4(a)為電路圖;圖4(b)為工作波形圖。

用PIT一次側串接PRT的方式構成了VRC

  這個電路的構成原理是,PRT和PIT的一次側有LR+L1和Cr的并聯諧振電路;二次側有N2電感L2和Cs的并聯諧振電路。圖4中的V1和V2分別為兩組的并聯諧振脈沖電壓。用電流驅動變壓器CDT控制開關管Q1的斷合工作。由于控制了PRT的NR電感LR,所以能夠控制諧振電路V1的脈沖寬度 △T1,達到穩(wěn)定輸出電壓E0的目的。電壓諧振波形如圖4(b)所示,圖中的工作參數為fs=110 kHz,控制范疇為T1=3~4.5 μs,控制寬度為△T1=1.5μs,電能效率為ηAC-DC=83%。

 

  另外,除了圖4用PIT一次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC之外,還有用PIT的二次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC,這個電路的構成原理是,PIT的一次側有L1和Cr、二次側N2有電感L2+LR和Cs的這兩組并聯諧振電路。對于Eo的穩(wěn)壓,由于控制PRT的NR電感LR,所以能夠控制二次側諧振電壓V2的脈沖寬度△T2。用PIT二次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC的典型工作參數為fs=71.5 kHz,控制范疇T2=7~12μs,控制寬度△T2=5μs。

  上述兩種諧振電壓脈沖寬度控制方式電路都不需要PRT的主線圈NR、控制線圈NC和磁芯間的距離,所以可以使之小型化。另外,上述的VRC是最大負載功率 Pomax≥150 W的情況,在AC輸入電壓VAC=220 V時,為了確保開關元件Q1,PIT和PRT的可靠性,輸入整流濾波電路幾乎都設計成全橋整流方式。

  由于供給VRC電路的直流輸入電壓Ei較高,伴隨著VAC↑→Ei↑,則變壓器一次側的諧振電流↓,Q1和Cr上的電壓諧振脈沖電壓Vcp↑,其Vcp可高達1 500 V以上。所以,Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高壓的元件,并且還要對Q1的飽和壓降VCE(SAT)、下降時間tf及高頻特性的大小有所限制。因此,對上述電路進行改進,得到如圖5所示的升壓型復合電壓控制方式VRC。

  2.3 升壓型復合電壓控制方式

  圖5(a)由PIT的三次線圈N3、升壓二極管DB、主繞組有抽頭的PRT(主繞組NR分為分為NR'和NR"線圈;NR'為升壓控制線圈;NR"為諧振電壓脈沖幅度控制線圈)、濾波電解電容Ci構成了升壓型復合電壓控制方式VRC。這就是用1組控制電路,同時能夠控制升壓EB和并聯諧振脈沖電壓幅度 Vcp,并達到Eo穩(wěn)定的復合電壓控制方式VRC。

  設DB的正向導通電壓為VF,PRT主繞組NR的總電感量為LR,PIT的一次線圈N1的電感量為L1,則從Ei和一次測VRC得到的升壓電壓EB,如式(4)表示。

公式

  式中:設NR"+N3=1.2N1;可變電感LR=0.2L1~1.2L1;EB為Ei~2Ei控制LR的變化,就能夠得到2倍Ei值的電壓變化量。當 NR'=NR"=14T時,LR的動態(tài)控制范疇約為6倍。負載功率Pomax的工作波形如圖5(b)所示。對于VAC和Pomax的變化關系,如圖5 (c)所示Ei和EB的描繪曲線。根據這種控制方式,控制EB就能使Eo穩(wěn)定。隨著VAC的上升,控制PRT的LR增加,讓Q1和Cr上的電壓諧振脈沖峰值Vcp固定為700 V左右,所以Q1可采用VCBO<900 V的低壓器件。

升壓型復合電壓控制方式

  電路典型參數:Pomax=180 W,Pomin=60 W,開關頻率為100 kHz,Ci=1 000μF/400 V,Ci'=1 000μF/250 V,Cr=6 800 pF,C2=0.01 μF。在VAc=220 V時,效率達到ηAC-DC=86%,基本可實現高效率和輕小型結構。這種VRC不但輸出功率大,體積小,重量輕,而且是一個控制效果相當好的實用電路。

  3 結 語

  該電路的綜合特點是:輸出功率高,為Po>150 W;電能轉換效率高,為ηAC-DC>83%;容許輸入電壓變動范圍寬,為VAC=220 V(-20 %~+10%),控制性能好,應用廠泛。

  采用正交型變壓器PRT構成的自激勵振方式軟開關變換電源技術,對于諧振方式,不僅有電壓諧振型,還有電流諧振型。對于DC輸出電壓的控制方式,有并聯諧振頻率、諧振電壓脈沖寬度、升壓型、復合型等控制方式。但對于電流諧振型CRC(因與本題目不符,加之篇幅有限,故略),還有開關變換頻率、串聯諧振頻率等控制方式。它們都是基于控制PRT電感量實現自動穩(wěn)定輸出電壓Eo的自激勵振方式的諧振型軟開關變換電源技術。

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