0 引言

    目前頻譜資源日益緊缺，為了提高頻譜利用率，信號調制方式從原來的恒包絡調制發展為復雜的變包絡調制，峰均比(PAPR)也隨之增加。表1給出了從2G到4G的發展狀況^[1]。為了實現信號的無失真傳輸，PA需要工作在功率回退區，當采用傳統的恒壓供電時，其回退區工作效率會很低。在整個通信系統當中，PA是主要耗能模塊，因此降低其能耗對整個系統的效率提升有很大的幫助，因此PA效率提升技術是一個很有發展前景的研究方向。

    傳統PA效率提升結構有Doherty和LINC，其中Doherty PA電路結構相對簡單，而且工作效率較高，但帶寬、線性度等因素始終限制著Doherty PA在寬帶高效方面的應用^[2]；LINC PA效率比較高，而且線性度良好，但存在一個主要缺點，即兩路SMPA需要非常好地匹配以獲得足夠小的帶外抑制^[3]。因此傳統的PA電路結構并不能滿足現代移動通信對性能的要求，另一種效率提升技術引起了業界的關注。包絡跟蹤電源調制技術使PA的供電電壓跟隨射頻信號的包絡變化而變化，從而使PA在功率回退時也能保持較高的效率。這種電源調制技術分為兩種：包絡消除與恢復技術(EER)和包絡跟蹤技術(ET)^[4]。

1 EER技術和ET技術

1.1 EER電源調制技術

    EER技術是KAHN L R在1952年提出的^[5]，系統結構如圖1所示。射頻輸入信號進入系統后分為兩路，一路經過限幅器(Limiter)去除幅度信號剩下相位信號；另一路通過包絡檢波(Detector)得到幅度信號，然后包絡調制(Envelope Modulator，EM)對幅度信號進行進一步處理。因為相位信號不含幅度信息，所以可用高效率的開關模式功放(Switched Mode Power Amplifier，SMPA)對信號進行放大，例如Class D或者Class E。幅度信號經過EM后作為SMPA的供電電壓，恢復射頻輸出信號的幅度信息。

1.2 ET電源調制技術

    ET技術^[6]與EER技術相似，圖2是其系統結構圖。ET技術與EER技術的不同在于，射頻輸入信號不需要進行相位和幅度的分離。因此，實現無失真傳輸需要PA工作在近線性狀態，所以使用線性功率放大器(Linear Power Amplifier，LPA)，如Class A PA或者Class AB PA。為了使LPA有更好的效率和線性度，可以在包絡檢波以后對幅度信號進行包絡整形(Envelope Shaping)^[7]。

    EER技術和ET技術的總結如下^[8-10]：

    (1)和EER技術相比，ET技術對于包絡信號與射頻信號之間的時間失配的敏感度較低，這是因為EER的相位信號具有更高的帶寬要求；

    (2)ET技術在低輸入功率時具有更高的增益，這是因ET技術可以結合Envelope Shaping技術讓PA保持接近飽合狀態；

    (3)ET技術能夠處理更高的輸入信號帶寬；

    (4)EER PA的效率高于ET PA。

    EER技術使用SMPA，所以其整體效率會高于ETPA，但是EER技術存在明顯不足，其中相位信號的高帶寬和嚴格的時間對準降低了EER技術在實際應用中的吸引力^[4]。基于上述原因，ET技術在現代移動通信系統中有更好應用前景。ETPA的整體效率表達式如下^[1]：

    系統整體的效率由PA效率和ET效率決定，如果想要得到高效率的ETPA，那么ET的效率也必須要很高，因此ET技術如何實現寬帶高效是接下來討論的重點。

2 ET電源調制器

2.1 線性電源調制器

    圖3是線性電源調制器(LDO)作為ET系統電源調制器的原理圖^[11]。電路由PMOS管、反饋網絡β和誤差放大器(EA)組成。LDO作為電源調制器具有寬帶、高線性度和低輸出紋波等優點^[12]，但是作為可變電阻的PMOS存在固有的電壓差，所以電路整體效率較低，并不能滿足ET系統高效率的要求。 

2.2 線性放大器

    線性放大器(Linear Amplifier, LA)作為ET系統的電源調制器如圖4所示。運算跨導放大器(Operational Transconductance Amplifiers，OTA)用于驅動輸出功率管MP和MN，負反饋網絡β用于提高線性度和帶寬。LA的結構一般采用折疊式OTA或者自適應OTA^[13]。與LDO相比，LA同樣具有寬帶、高線性度和低輸出紋波的優點，但沒有LDO結構存在固有電壓差的缺點。LA的損耗主要來自Class AB輸出對管MP和MN在推挽轉換過程中產生的損耗，I_source和I_sink分別是推挽輸出時PMOS和NMOS的電流，其損耗計算如下：

    從式(2)～式(4)可知，輸出損耗會隨著輸出電壓幅度增大而增大。同時，單位時間內信號變化次數越多，推挽次數也會隨之而增加，動態損耗也會越高。因此，單獨使用LA處理寬帶，高PAPR的包絡信號會產生很大的動態損耗，從而降低ET系統的效率。

2.3 DC-DC變換器

    為了提高ET效率，可以使用DC-DC變換器作為電源調制器^[14]。圖5中輸入包絡進入控制器(Controller)產生控制信號控制DC-DC，濾波網絡(LPF)去除DC-DC輸出電流中的高次諧波分量。因為電路工作在開關狀態，所以效率比LA要高。為了滿足跟蹤精度的要求，DC-DC的開關頻率需要是輸入包絡信號帶寬的3～5倍^[15]，電路的損耗主要來自MOS管的開關損耗，增加開關頻率會提高損耗降低效率。

2.4 混合型包絡放大器

    如2.2和2.3小節所述，LA具有寬帶低效的特點，DC-DC具有窄帶高效的特點，而混合型包絡放大器(HETA)^[16]結合了兩種結構的優點，其原理圖如圖6所示。輸出電流(I_m)由LA的輸出電流(I_ab)和降壓式DC-DC變換器(BUCK)的輸出電流(I_sw)并聯而成。射頻調制信號的包絡，其功率能量主要集中在直流到幾千赫茲的范圍內，99%的能量集中在20 MHz以下^[17]。根據輸入包絡(V_en)的能量分布特點，可以使用BUCK處理低頻部分的能量，用LA處理能量比例較少的高頻部分。

    圖6中的BUCK在實際使用中有兩種較常見的結構，實現的電路功能相同。其中，實線框的A結構較為常用，下面將以A結構為例，分析電路的原理。當V_en大于V_m時，I_ab的變化經過采樣電阻(R_sen)轉化為控制電壓V_sen，通過遲滯比較器和驅動電路控制MP導通，I_sw增加；當V_sen小于V_m，控制MN導通，I_sw減少。反之I_sw增大。I_sw的紋波電流通過LA推挽輸出動態吸收。2.3上節提到，BUCK的效率和跟蹤精度與開關頻率有密切的聯系，其也是決定HETA效率的重要部分。同時，I_sw和I_ab是并聯關系，I_sw與I_m的差值直接影響到I_ab的大小，由2.2小節對LA損耗的分析可知，I_ab越大LA的動態損耗就越大，所以I_ab的大小直接影響LA的整體效率。

    衡量I_sw和I_ab變化快慢的參數為電流擺率(SR)。因為V_en是隨機信號，所以開關頻率需要取平均處理，其中V_h是遲滯比較器的門限電壓，L是電感值，V_DC是包絡信號的直流分量，V_rms是包絡信號的有效值^[18]，表達式如下：

    實際設計中，V_DC、V_rms在V_en確定后可以得到，R_load在射頻輸出信號和漏極效率確定后可以得到。因此，需要設計的參數為R_sen、V_h和L。通過頻率掃描找到SR匹配點，這個點對應的開關頻率最小，效率最優，所對應的匹配電感值如下^[19]： 

    式中的L_match只是一個理想的計算值，在測試中需要根據實際情況對電感值進行相應的改變。遲滯比較器的門限電壓需要根據實際性能要求在延時以及I_m的輸出電流紋波之間進行考慮。式(5)中的R_sen一般選取1 Ω左右，這是為了減小額外損耗和輸出誤差電壓^[20]。

3 HETA優化技術

    從第2節分析得到了傳統的HETA結構的不足，下面將討論HETA結構的優化方案，主要可以分為以下幾種^[21-29]：

    (1)提高開關電流在輸出電流中所占的百分比；

    (2)降低開關級所需f_{sw_ave}的同時提供足夠的跟蹤帶寬；

    (3)提高LA工作效率。

3.1 多開關混合調制器

    多開關混合調制(HET with Multi-Switcher，HETMS)^[21-23]的原理如圖7所示。HETMS中核心的BUCK使用電感值較大的L₁，負責跟蹤信號的低頻成分，輔助BUCK使用電感值較小的L₂～L_n，在SRload較大的時候對I_sw進行高頻電流補償。由于SR_sw增加，在I_m中所占的百分比增加，因此LA的動態損耗降低，整個系統的效率得到提高。采用Multi-Switcher變換器的缺點是面積大大增加，而且需要額外的控制電路實現，例如組合邏輯，這種方法增加整個控制環路的延時，直接使用DSP信號作為控制信號雖然加快了控制速度，但是大大增加了設計的復雜度和面積^[24]。

3.2 多輸入多開關混合調制器

    圖8是多輸入多開關混合調制(HET with Multilevel BUCK Convertor，HETMLC)^[25-26]的原理圖。HETMLC通過多電平產生電路和控制比較模塊擬合出階梯波對電感進行充電。與HETMS一樣，HETMLC需要額外的控制電路。傳統的Multilevel結構通常采用無源的濾波網絡去掉多余的高頻的分量，復雜的濾波網絡增加電路設計的難度，同時占用的面積較大，而HETMLC通過LA就可以把I_sw高頻成分過濾從而得到I_m。采用Multilevel結構可以降低所需的開關頻率，提升系統的等效跟蹤帶寬和效率，但這需要以復雜的控制電路和額外的多電平產生電路為代價，若要降低擬合波形的高次諧波，則需要產生更多的直流電平^[26]。

3.3 混合式混合調制器

    另一種提高的效率的結構是混合式混合調制(Combined HET，CHET)^[27-29]。如前所述，LA的動態功耗是限制ET系統效率的主要因素之一，因此降低LA動態功耗有利于提高ET系統整體效率。圖9中的輔助變換器(Auxiliary Converter，AC)通過動態調整LA的供電，降低其功率管在推挽過程中的動態功耗，使整個系統效率能夠有效提升。AC的類型除了BUCK以外還可以使用升降壓變換器^[28]。AC同樣需要額外的輔助控制電路，控制信號可以來自V_en，如文獻[27]中為了提高AC效率，用Envelope Shaping的方法降低V_en輸入帶寬后作為AC輸入信號，另一種方法通過采樣電路內部信號作為控制信號^[28-29]。

    目前已經有許多關于HETA的研究成果，采用上述的優化技術對HETA結構進行改進，文獻中的電路性能對比如表2所示，在優化技術下的系統整體效率有明顯的提高。

4 ET技術實際應用

    目前ET技術已經應用到移動通信設備中，高通(Qualcomm)^[30-31]、英國努吉拉(Nujira)^[32]和Qorvo^[33]這幾家著名的外國半導體公司正在做ET芯片的研發。世界知名手機品牌蘋果(Apple)和三星(Samsung)推出的手機分別采用了Qorvo公司和Qualcomm公司提供的ET芯片，延長了手機電池使用時間，如表3所示。因此，ET技術在目前移動通信領域具有較好的應用前景。

5 ET技術的挑戰與發展

    上一節提到，ET技術用于提高PA效率已經實現商用?，F代移動通信發展迅速，將迎來5G時代。更高的數據傳輸速率同時帶來更高的PAPR，使得PA在功率回退時的效率大大降低，嚴重縮短電池壽命，因此ET技術在5G PA效率提升上依然存在很大的吸引力^[34]，但是到了5G時代，ET電路需要更高的信號跟蹤帶寬，在電路實現上將會是一個巨大的挑戰。因此，如何提高ET電路的跟蹤帶寬同時保持較高的系統效率將是之后研究的重點。由麻省理工(MIT)教授DAWSON J等人創立的Eta Devices公司提出的下一代ET技術ETAdvanced，有望將手機電池壽命將延長50%，在未來應用于5G通信^[35]。

6 結論

    ET技術對于現代移動通信的發展具有重要意義。本文首先介紹了現代移動通信中PA所遇到的問題，對比了EER和ET這兩個效率提升技術的優缺點，得出ET技術對于提高PA效率具有很高的實用性的結論，接著針對ET技術對比了幾種電路實現方式，然后通過分析HETA幾個主要設計參數對電路性能的影響并對目前幾種HETA優化技術方式的原理和實現方式進行了分析，列舉并對比了目前這些技術的性能。最后提出ET技術研究的重點難點。

參考文獻

[1] WANG Z.Envelope tracking power amplifier for wireless communications[M].Boston：Artech House，2014.

[2] KIM B，KIM J，KIM I，et al.Microwave doherty power amplifier for high efficiency and linearity[C].2006 International Workshop onIntegrated Nonlinear Microwave and Millimeter-Wave Circuits，2006.

[3] ZHANG X，LARSON L E，ASBECK P，et al.Gain/phase imbalance-minimization techniques for LINC transmitters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2001，49(12)：2507-2516.

[4] WANG Z.Demystifying envelope tracking：use for high-efficiency power amplifiers for 4G and beyond[J].IEEE Microwave Magazine，2015，16(3)：106-129.

[5] KAHN L R.Single-sideband transmission by envelope elimination and restoration[J].Proceedings of the IRE，1952，40(7)：803-806.

[6] ASBECK P，POPOVIC Z.ET comes of age：envelope tracking for higher-efficiency power amplifiers[J].IEEE Microwave Magazine，2016，17(3)：16-25.

[7] WU R，LIU Y，LOPEZ J，et al.High-efficiency silicon-based envelope-tracking power amplifier design with enve-lope shaping for broadband wireless applications[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2013，48(9)：2030-2040.

[8] BUMMAN K，JUNGHWAN M，ILDU K.Efficiently amplified[J].IEEE Microwave Magazine，2010，11(5)：87-100.

[9] LI Y，LOPEZ J，LIE D Y C，et al.Circuits and system design of RF polar transmitters using envelope-tracking and SiGe power amplifiers for mobile WiMAX[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I：Regular Papers，2011，58(5)：893-901.

[10] CHEN J，U-YEN K，KENNY J S.An envelope elimination and restoration power amplifier using a CMOS dynamic power supply circuit[C].Microwave Symposium Digest 2004 IEEE MTT-S International，2004.

[11] REYNAERT P，STEYAERT M S J.A 1.75-GHz polar modulated CMOS RF power amplifier for GSM-EDGE[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2005，40(12)：2598-2608.

[12] WALLING J S，TAYLOR S S，ALLSTOT D J.A class-G supply modulator and class-E PA in 130 nm CMOS[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2009，44(9)：2339-2347.

[13] 熊翼通.高效率CMOS包絡放大器芯片設計[D].成都：電子科技大學，2016.

[14] PINON V，HASBANI F，GIRY A，et al.A single-chip WCDMA envelope reconstruction LDMOS PA with 130 MHz switched-mode power supply[C].Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers(ISSCC)，2008.

[15] ZHANG Y，RODRIGUEZ M，MAKSIMOVIC D.Output filter design in high efficiency wide bandwidth multiphase BUCK envelope amplifiers[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC)，2015.IEEE，2015.

[16] YUNDT G B.Seriesor parallel-connected composite ampli-fiers[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1986，PE-1(1)：48-54.

[17] 丁一.寬帶高效包絡跟蹤功率放大器設計[D].成都：電子科技大學，2010.

[18] WANG F，KIMBALL D F，LIE D Y，et al.A monolithic high-efficiency 2.4-GHz 20-dBm SiGe BiCMOS enve-lope-tracking OFDM power amplifier[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2007，42(6)：1271-1281.

[19] WANG F，KIMBALL D F，POPP J D，et al.An improved power-added efficiency 19-dBm hybrid envelope elimination and restoration power amplifier for 802.11g WLAN applications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2006，54(12)：4086-4099.

[20] 呂亞博.高效率包絡跟蹤功率放大器的設計[D].成都：電子科技大學，2013.

[21] KIM D，KANG D，KIM J，et al.Highly efficient dual-switch hybrid switching supply modulator for envelope tracking power amplifier[J].IEEE Microwave & Wireless Components Letterg，2012，22(6)：285-287.

[22] HASSAN M，ASBECK P，LARSON L E.A CMOS dual-switching power-supply modulator with 8% efficiency improvement for 20 MHz LTE envelope tracking RF power amplifiers[C].Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers(ISSCC)，2013.

[23] WU P Y，MOK P K T.A two-phase switching hybrid supply modulator for RF power amplifiers with 9% efficiency improvement[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2010，45(12)：2543-2556.

[24] HSIA C，ZHU A，YAN J J，et al.Digitally assisted dual-switch high-efficiency envelope amplifier for envelope-tracking base-station power amplifiers[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2011，59(11)：2943-2952.

[25] LIU X，ZHANG H，ZHAO M，et al.A 2.4 V 23.9 dBm 35.7%-PAE-32.1 dBc-ACLR LTE-20 MHz envelope shaping and tracking system with a multiloop controlled AC coupling supply modulator and a mode switching PA[C].Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers(ISSCC)，2017.

[26] MIAJA P F，RODRIGUEZ M，RODRIGUEZ A，et al.A linear assisted DC/DC converter for envelope tracking and envelope elimination and restoration applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(7)：3302-3309.

[27] HASSAN M，LARSON L E，LEUNG V W，et al.A combined series-parallel hybrid envelope amplifier for enve-lope tracking mobile terminal RF power amplifier applications[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2012，47(5)：1185-1198.

文獻[28]-[35]略

作者信息:

區力翔，李思臻，余  凱，章國豪

(廣東工業大學 信息工程學院，廣東 廣州510006)