0 引言

    電力作為一種潔凈的二次能源，為人類社會當今的文明做出了巨大的貢獻，可是，在當今能源逐漸減少的情況下，電能的供給也會出現(xiàn)緊缺的現(xiàn)象。眾所周知，電動汽車的蓄電池將電網上的電能儲存，供給電動汽車日常使用；當蓄電池電量充足，而電網上能源匱乏時，電能可以逆變并網，這樣能一定程度上緩解電網的壓力。這種能夠實現(xiàn)能量可雙向傳遞的充放電機^[1]應運而生。

    在充放電機技術應用中，三相電壓型變換器因其效率高、體積小、重量輕和控制方便等優(yōu)點起到交直變換不可替代的作用,能實現(xiàn)電能的“綠色交換”^[2]。并且因在同步旋轉坐標系下交流側電流的控制不存在電流靜差而被越來越多地采用，但在同步旋轉坐標系下，三相電壓型變換器的d、q軸電流之間存在耦合，導致有功和無功電流不能獨立的控制，給控制帶來一定的困難，因此電流的解耦控制非常重要。本文建立了充放電機變流器在同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型，理論上分析了耦合產生的原因；介紹了交叉解耦控制因其實現(xiàn)簡單、穩(wěn)態(tài)性能較好能被廣泛使用，但其暫態(tài)性能較差，對于充放電機的變換器模塊需要不斷充電、放電使用顯然不能達到控制的要求。因此，采用利用狀態(tài)的反饋以達到解耦目的的狀態(tài)反饋解耦控制^[3]來實現(xiàn)電流超調量小、調節(jié)時間短的目的是必要的，仿真結果表明了其動態(tài)響應特性得以有效地改善。

1 充放電機變換器裝置的拓撲結構

    充放電機變換器裝置拓撲結構圖如圖1所示，三相電壓型PWM變流器采用以IGBT為開關管的全控器件三相橋式結構，能很好的解決傳統(tǒng)的相控電路存在的功率因數(shù)低、線路損耗大、諧波污染嚴重和產生電磁干擾的問題^[4]。當其做電壓型PWM整流器時，實現(xiàn)電網給蓄電池組充電時AC/DC的整流，整流后的直流電實現(xiàn)給后級的直流母線大電容充電；當其做DC/AC電壓型PWM逆變器時，通過設定的控制策略控制IGBT的開關將母線電容上的電壓逆變成三相交流電并網。與傳統(tǒng)的相控整流電路相比，此模塊具有體積小、重量輕和響應速度快的優(yōu)點^[5]。

    圖1中，e_a、e_b和e_c分別為電網的三相電壓。L為交流側電感，主要作用是限制開關器件所產生的高次諧波電流，其值應當適當，太小會使電源電流中的高次諧波含量增加，而太大將影響控制時電源電流跟蹤指令信號的速度^[6]。R為表示電感損耗、線路損耗及開關器件通態(tài)損耗和開關損耗的等效電阻。C為直流側母線電容，其主要功能為：一是吸收開關器件高頻開關動作在輸出直流電壓中造成的紋波；二是當負載發(fā)生變化時，在變換器的慣性延時期間將輸出直流電壓的波動維持在限定范圍內。i_dc為流經負載電阻的負載電流大小，u_dc為直流母線電容的端電壓，i_a、i_b、i_c為交流側三相相電流的大小。

2 三相電壓型PWM變流器的數(shù)學模型

    假設三相電網對稱、平衡且沒有零序分量，對于這種三相無中線系統(tǒng)^[7]，根據(jù)基爾霍夫定律可以得到三相電壓型變流器在三相靜止ABC坐標系數(shù)學模型中的電壓方程。

    為實現(xiàn)電流無靜差控制和優(yōu)良的動靜態(tài)性能，通過恒功率PARK變換可以把三相變量從三相靜止坐標系變換至兩相坐標系中，變換前后保持功率恒定。在恒功率PARK變換下，三相電壓型變換器在同步旋轉坐標系中的電流微分方程：

    式(3)或式(4)清楚地說明三相電壓型變換器是一個雙輸入、雙輸出的多變量系統(tǒng)。與單變量系統(tǒng)不同，多變量系統(tǒng)d軸與q軸變量互相耦合，耦合項的存在將影響控制系統(tǒng)的穩(wěn)定以及靜態(tài)和動態(tài)特性，并使系統(tǒng)的控制參數(shù)的設計變得復雜，會給控制帶來一定的困難。

    為此可采用前饋解耦控制策略，當電流調節(jié)器采用PI調節(jié)時^[8]，其電流調節(jié)器方程為：

    圖2即為該前饋交叉解耦控制的結構框圖。該交叉解耦控制方法的實質是根據(jù)耦合項進行變量匹配，其實現(xiàn)簡單，并且在整個過程中是穩(wěn)定的，可以使系統(tǒng)獲得很好的穩(wěn)定性能；但暫態(tài)性能較差，這是因為在暫態(tài)過程中，系統(tǒng)的相對開環(huán)增益系數(shù)在變化，因此會造成系統(tǒng)暫態(tài)時控制精度的欠缺。

    與交叉解耦控制的變量匹配方法不同，為提高PWM變換器的動態(tài)特性，本文采用狀態(tài)反饋解耦控制策略。該方法的思路是利用狀態(tài)的反饋以便較好地實現(xiàn)動態(tài)時有功功率和無功功率的解耦目的，其結構框圖如圖3所示。此時系統(tǒng)方程為：

3 Simulink系統(tǒng)仿真與結果分析

    基于以上分析，在MATLAB/Simulink環(huán)境中搭建了充放電機變換器裝置的仿真模型。設定電網電壓e_a、e_b、e_c的峰值電壓為310 V，相位互相差120°，頻率為50 Hz；交流側電感L=4 mH，等效電阻R=1 Ω，直流母線電容C為1 700 μF，直流側給定電壓630 V。

    一般情況下，令式(6)K(S)中K₁₁=K₂₂=0，K₁₂=Lω，K₂₁=-Lω，此時系統(tǒng)方程中d、q軸之間的耦合將安全解除。根據(jù)該控制狀態(tài)反饋控制策略搭建的基于V2G應用的充放電機變換器的Simulink仿真模型如圖4所示。

    設置仿真時間為0.6 s，得到直流側的電壓u_o和充電時的電流i_o的波形如圖5所示，從圖中可以看出，直流母線電容電壓基本恒定在給定參考電壓630 V； 為方便觀察，50倍的充電電流波形也能迅速趨于穩(wěn)定，且均超調量小，調節(jié)時間短。

    設置該V2G充放電機以6 A的恒定電流給母線電容充電，在仿真時間為0.1 s時切換至以10 A的恒定電流放電逆變并網，總體仿真時間設置為0.2 s，觀察基于狀態(tài)反饋解耦控制策略的V2G充放電機在整流逆變交替進行時電網電流與電網電壓的波形，如圖6所示。

    從圖6的仿真結果中可以看出，采集到的A相電流圖中，曲線1為采用傳統(tǒng)的交叉解耦控制，曲線2為采用狀態(tài)反饋解耦控制。在仿真時間0~0.1 s內，V2G充放電機工作在整流階段；在0.1~0.2 s內，將該V2G充放電機的工作模式切換至逆變階段。相比較可以看出，采用狀態(tài)反饋解耦控制時電流的超調量較小，而且動態(tài)響應速度較快；此外，當充放電機在0.1 s進行充放電轉換時，采用狀態(tài)反饋解耦控制切換時間較短、功率因數(shù)較高，從而驗證了狀態(tài)反饋解耦控制在V2G充放電機應用中的良好特性。

4 結論

    三相電壓型PWM變換器是整個V2G充放電機的核心裝置，本文針對充放電機工作時需要不斷地切換工作模式，而傳統(tǒng)d、q軸下交叉解耦控制動態(tài)性能較差的特點，采用了能使電流超調量小、調節(jié)時間短的狀態(tài)反饋解耦控制策略。通過搭建整個系統(tǒng)的Simulink仿真模型，仿真結果表明該控制策略能較好地實現(xiàn)三相電壓型PWM變換器有功功率和無功功率的解耦控制，具有較好的動態(tài)特性，對仿真結果進行分析，證明了本文采用的控制策略在V2G充放電機應用中的有效性和可行性。

參考文獻

[1] 譚國成.基于PWM的蓄電池充放電裝置的研究與設計[D].廣州：華南理工大學，2011.

[2] Dai Ke，Liu Ping，Kang Yong，et al.Decoupling current control for voltage source converter in synchronous rotating frame[J].IEEE PEDS，2001，1(4)：39-43．

[3] 范鄒.三相電壓型PWM變流器的線性化狀態(tài)反饋解耦控制[J].通信電源技術，2008，25(1)：32-35.

[4] 李均強，高亞靜，常鵬，等.三相VSR及其控制策略仿真研究[J].電力科學與工程，2012，28（2）：12-17.

[5] 宋維庭，耿新民.基于PWM的電動汽車V2G雙向充放電裝置研究[J].上海電力學院學報，2011，27(3)：280- 284.

[6] 李志鑫，尹華杰.三相電壓型脈沖寬度調制整流器的狀態(tài)反饋線性化控制系統(tǒng)設計[J].低壓電器，2010(24)：35-38.

[7] 林渭勛．現(xiàn)代電力電子技術[M].北京：機械工業(yè)出版社，2006.

[8] 查曉明，張茂松，孫建軍.鏈式D_STATCOM建模及其狀態(tài)反饋精確線性化解耦控[J].中國電機工程學報，2010，30(28)：107-113.