光電測距儀器模擬檢測技術以延時時間模擬空間距離，已在脈沖式激光測距機性能檢測中得到廣泛應用[1-2]。與脈沖式激光測距儀器不同，紅外測距儀采用正弦波調制技術，其具有可調延時功能的高速數據轉換電路是設計紅外測距儀電路延時模擬檢測儀器的關鍵部件。對紅外測距儀進行電路延時模擬檢測的過程是：光電轉換器將紅外測距儀發出的測距光信號轉換為電信號，具有可調延時功能的高速數據轉換電路采集該電信號并延時復現測距光波，功能正常的紅外測距儀在接收到復現的測距光波后應能正確返回延時時間模擬的空間距離。具有可調延時功能的高速數據轉換電路一般采用高速ADC、FPGA、高速DAC及其相關電路構成。電路固有延時引起的模擬距離誤差需在儀器使用階段進行補償，因此必須對該固有延時進行精密測量。模擬信號的延時相對于數字信號延遲的測量較為困難，加之高速數據轉換電路的輸入和輸出信號幅值較低，難以采用類似數字脈沖時間間隔的測量方法。本文提出了一種采用C8051F和TDC-GP21的低成本固有延時測量電路，在引入較小測量誤差的情況下巧妙解決了模擬信號延遲數字化測量的問題。

1 高速數據轉換電路
    紅外測距儀采用高低頻雙頻率調制甚至多頻率調制技術[3]，模擬調制回波生成電路除采用響應速度足夠快的光電探測器和紅外發光管外，關鍵在于設計高速數據轉換電路，對測距信號進行可調延時的復現。如圖1所示，高速數據轉換電路包括模擬/數字轉換電路、FPGA XC4VLX25和數字/模擬轉換電路三部分。其中，模擬/數字轉換電路采用Analog公司專用差分ADC驅動器ADA4937和14位并行LVDS接口的差分高速模/數轉換器AD9640，實現對紅外測距儀發出的測距光波的高速采集；數字/模擬轉換電路采用Analog公司的14位高速數/模轉換器AD9744和TI公司的100 MHz、100 mA電流反饋放大器LM6181，在LM6181的同向輸入端引入了可調直流電壓信號，與AD9744的輸出信號相加，使得輸出信號具有可調的直流偏置電壓。直流分量使紅外發光管處于導通狀態，交流分量對發光強度進行調制，從而產生模擬回波。XC4VLX25用于控制輸入信號和模擬回波之間的延時時間。

    高速數據轉換電路的固有延時時間包括ADC采樣電路部分的延時時間、FPGA的延時時間和DAC輸出電路部分的延時時間。根據器件數據手冊得到的延遲典型值為128 ns。ADC采樣電路部分輸入最大值為1.8 V，DAC輸出電路的輸出最大值為1.2 V，難以正常觸發數字電路的I/O口，故無法采用數字脈沖時間間隔測量的一般方法。
2 固有延時測量電路設計
    TDC-GP21(以下簡稱GP21)是德國ACAM公司繼TDC-GP1之后推出的一款基于延遲線內插法的高精度時間間隔測量芯片[4]，相對于TDC-GP1具有更高的精度和更小的封裝。正常工作時，I/O電壓為2.5 V~3.6 V，Core電壓為2.5 V~3.6 V。除了高精度時間間隔測量功能外，其還具有高速脈沖發生器、停止信號使能、溫度測量和時鐘控制等特殊功能模塊。另外，GP21可以通過四線SPI接口與外部微控制器相連，具有最大1 MHz的連續數據輸出率。GP21作為高精度時間-數字轉換芯片能夠精確測量兩個輸入脈沖之間的時間間隔，已廣泛應用于脈沖時間間隔測量領域[4-5]。
    高速數據轉換電路中的模擬/數字轉換器AD9640內部有1 V的參考電壓源，差分輸入范圍為-1.8 V~1.8 V，單端高電平為1.2 V的脈沖信號Sin通過差分ADC驅動器ADA4937可以滿足該輸入范圍。數字/模擬轉換器AD9744內部有1.2 V的參考電壓，Sin經高速數據轉換電路后輸出高電平為1.4 V的脈沖信號Sout。Sin和Sout均無法滿足GP21的0.7Vio(Vio=3.3 V時該值約為2.3 V)的輸入高電壓要求，無法觸發其測量通道。因此，不能直接采用測量高速數據轉換電路輸入和輸出脈沖信號時間間隔的方式對固有延時時間進行測量。
    C8051F320是SiLabs公司推出的混合信號處理單片機，內置兩路電壓比較器，每個比較器有一個模擬輸入多路器和2個可以通過交叉開關接到外部引腳的輸出，即一個同步“鎖存”輸出（CP0、CP1）和一個異步“直接”輸出（CP0A、CP1A）。該比較器具有可編程的響應時間，最小響應時間為100 ns。在3.3 V供電情況下，當比較器的正輸入端電壓大于負輸入端電壓時，其輸出為外部引腳的VOH（3.3 V），反之為VOL（0 V）。如將Sin和Sout分別通過C8051F320內部電壓比較器提升電平，則比較器輸出可觸發GP21進行脈沖時間間隔的采集。如圖2所示，在比較器0的負輸入端連接AD9640的1 V參考電壓，在比較器1的負輸入端連接AD9744的1.2 V參考電壓，將Sin分別輸入至比較器0的正輸入端和高速數據轉換電路，因輸入和輸出信號均通過電壓比較器，在單片機內部二者的響應時間基本一致，信號延遲可以相互抵消，所以比以分立元件搭建電壓比較器引入的誤差低。C8051F320具有四線SPI接口，可方便地與GP21相連，由C8051F320的SPI接口讀取測量結果，簡化了測量電路硬件，減少了測量誤差來源。

    如圖3所示，固有延時測量電路主要包括C8051F320和GP21及其附加元件。通過數字交叉開關將C8051F320的P0.0、P0.1、P0.2、P0.3選擇為四線制SPI口連到TDC-GP21的SPI口，對C8051F進行讀寫控制。C8051F320內部的電壓比較器0的正輸入只能選擇P1.0、P1.4、P2.0、P2.4，負輸入只能選擇P1.1、P1.5、P2.1、P2.5；電壓比較器1的正輸入只能選擇P1.2、P1.6、P2.2、P2.6，負輸入只能選擇P1.3、P1.7、P2.3、P2.7。本文選擇P1.0、P1.1分別作為比較器0的正負輸入，P1.2、P1.3分別作為比較器1的正負輸入，均采用SMB接口連接輸入信號。比較器0的直接輸出CP0A映射至P0.5，比較器1的直接輸出CP1A映射至P0.7，分別連接GP21的START腳和STOP1腳。此外，GP21的復位、中斷和測量啟動使能和測量停止使能等管腳均連到C8051F320的I/O口上。測量中SMB接口P3連接Sin時，P4連接AD9640的1 V參考電壓源；P1連接Sout，P2連接AD9744的1.2 V參考電壓源。經兩路比較器對電平進行抬升后，P0.5與P0.7之間的時間間隔將被GP21捕獲，即基本對應高速數據轉換電路的固有延時時間。在PCB設計階段，START腳的輸入信號和STOP1腳的輸入信號應盡量縮短且等長。GP21有兩個測量范圍，其中測量范圍1為3.5 ns～2.4 μs，根據器件延時典型值，選擇采用測量范圍1。1個STOP通道相對應一個START通道時典型精度為 45 ps，可選擇每個通道的觸發電平方式。由于GP21測量的分辨率會隨溫度和電壓的改變而改變，因此GP21提供了自動校準模式。

3 測量實驗及結果
    按照上述電路和測量方法，采用高速信號發生器產生高電平為1.2 V、寬度為500 ns的單脈沖，對高速數據轉換電路的固有延時測量了5組數據，每組10次，求得其平均值和標準差，如表1所示。
    由表1可知，固有延時與通過根據器件數據手冊得到的延遲典型值有較大差距，這是因為后者未考慮PCB板布線和寄生電阻、電容等造成的延遲影響。因測量過程中高速數據轉換電路一直處于工作狀態，測量結果的標準差逐步增大，主要原因是高速數據轉換電路中的ADC和DAC在高速采樣狀態下功耗很大，造成電路溫度升高，對固有延遲有較大影響。因此，必須通過改進PCB布線工藝和增加散熱裝置等措施來提高高速數據轉換電路的延時控制精度。

    本文研究了基于C8051F320和TDC-GP21的低成本紅外測距儀模擬檢測電路中高速數據轉換電路的固有延遲測量電路，實現了對該延遲時間的高精度測量，為紅外測距儀電路延遲模擬檢測儀器的設計和開發提供了一種驗證手段。固有延遲測量精確度受很多因素影響，其誤差不僅包括信號在系統各器件中的傳播延遲所帶來的固定系統誤差，還包括由時鐘抖動引起的隨機誤差和器件的寄生電阻、電容、溫度、環境等因素造成的傳播延遲抖動引起的隨機誤差。因此，固有延遲的精確測量及其高穩定性仍然是下一步的研究重點。
參考文獻
[1] 馮龍齡.脈沖激光測距系統的仿真檢測技術[J]．紅外與激光工程，2003，32(2)：127-129．
[2] 高陽，雷杰，虞紅，等．半實物仿真中的高精度激光回波模擬技術[J]．紅外與激光工程，2012，41(1)：196-199．
[3] 賈方秀，丁振良，袁鋒.相位法激光測距接收系統[J].光學精密工程，2009，17(10)：2377-2384.
[4] 楊亞，王讓定，姚靈，等.時差法超聲波流量計中時間間隔測量及誤差分析[J].寧波大學學報（理工版），2012，25(4)：35-39.
[5] 梅彥平，張明君，王延平，等.TDC-GP21在超聲波熱量表中的應用[J].儀表技術與傳感器，2012(2)：37-39.