目前，通訊系統要求越來越快的處理速度，其內部專用集成芯片、處理器單元等電路消耗的電流也越來越大。同時，為減小系統的體積和尺寸，內部的低壓大電流的DC/DC 變換器不斷向高頻、高密度方向發展。頻率的提高帶來了系統變換效率的降低。此外，世界范圍內的能源危機和環境污染提出了節能減排的要求，因此，基于高頻的變換器必須采用新型的器件，以保證系統既能工作在高頻下，實現小尺寸小體積，又能提高系統的整體效率，達到節能減排的目的。整體效率的提高，進一步降低了電源系統的發熱量，提高了系統的可靠性。通訊系統內部的系統板使用了大量的降壓型變換器，本文將詳細的討論這種變換器的設計。

降壓型變換器工作特點

在通訊系統的系統板上，前級通常是從-48V電源通過隔離電源或電源模塊得到12V或24V輸出，也有采用3.3或5V輸出。目前基于ATCA的通訊系統大多采用12V的中間母線架構，然后再由降壓型變換器將12V向下轉換為3.3、5V、2.5V、1.8V、1.25V等多種不同的電壓。常規的降壓型變換器續流管采用肖特基二級管，而同步降壓型變換器下面的續流管卻使用功率MOSFET。由于功率MOSFET的導通電阻Rds(on)小，導通電壓也遠遠低于肖特基二級管的正向壓降，所以效率更高。因此，對于低壓大電流的輸出，通常利用同步的降壓型變換器獲得較高的效率。

對于降壓型變換器，有以下的公式：

Vo=Don×Vin

其中， 為占空比。當輸入電壓較高時，占空比就小。因此，當輸入電壓高，而輸入電壓較低，即輸入輸出的電壓差較大時，在一個開關周期，上部主功率開關管導通的時間將減小，而下部續流開關管導通的時間將延長。圖1為上部MOSFET管和下部MOSFET管的工作波形，陰影為產生開關損耗的部分。

(a) 上管的開關波形

(b) 下管的開關波形

上部MOSFET管在開關的瞬態過程中產生明顯的開關損耗，同時MOSFET導通電阻Rds(on)也將產生的導通損耗。平均導通損耗與占空比和導通電阻Rds(on)成正比。對于基于ATCA的通訊系統，其輸入電壓為12V，輸入輸出的電壓差大，占空比小，因此導通損耗相對較小，而開關損耗占較大比例。開關損耗主要與開關頻率及MOSFET在開關過程中持續的時間成正比。開關持續的時間與MOSFET漏柵極的米勒電容直接相關。米勒電容小，開關持續時間短，則開關損耗低。因此，對于上部MOSFET管的功率損耗，必須同時考慮開關損耗和導通損耗。為降低導通電阻Rds(on)，MOSFET通常要采用更大面積的晶圓，這樣就可以得到更多的小單元，多個小單元并聯后的總導通電阻Rds(on)就更低。但與此同時，這也會增加漏極和柵極的相對面積，從而增大漏極和柵極米勒電容。

從波形可以看到，對于下部MOSFET管在開關的瞬態過程中，沒有產生明顯的開關損耗。通常MOSFET的關斷是一個自然的0電壓的關斷，因為在MOSFET的漏極和源極有一個寄生的電容。由于電容的電壓不能突變，所以在關斷的過程瞬態過程中，漏極和源極電壓幾乎為0。這樣在關斷的過程中，電壓與電流的乘積也就是關斷的功耗為0。對于MOSFET，要想實現0電壓的開關ZVS，關鍵要實現其0電壓開通。

為防止上下管直通，同步降壓型變換器的上下管通常有一個死區時間。在死區的時間內，上下管均保證關斷。當上管關斷后，由于輸出電感的電流不能突變，必須維持原來的方向流動，所以下部功率MOSFET內部寄生二極管導通。寄生二極管導通后，下部MOSFET的漏極和源極的電壓為二極管的正向壓降，幾乎為0，因此在寄生二極管導通后，MOSFET再導通，其導通是0電壓的導通，開通損耗為幾乎0。這樣下管是一個0電壓 的開關，開關損耗幾乎0。因此在下管中，主要是由導通電阻Rds(on)形成導通損耗。下管的選取主要考慮盡量選用低導通電阻Rds(on)的產品。

此外，為減小在死區時間內體內寄生二極管產生的正向壓降功耗和反向恢復帶來的功耗，通常會并聯一個正向壓降低、反向恢復時間短的肖特基二極管。過去主要是在下管MOSFET的外部并聯一個肖特基二極管，現在通常將肖特基二極管集成在下部MOSFET管內部。起初是將一個單獨的肖特基二極管和一個MOSFET封裝在一起，后來是將它們做在一個晶圓上。將一個晶圓分成二個區，一個區做MOSFET，一個區做肖特基二極管。

二極管具有負溫度系數，并聯工作不太容易。在一個晶圓上分成二個區做MOSFET和肖特基二極管，那么肖特基二極管在與MOSFET交界的區域溫度高，而離MOSFET較遠的區域溫度低。當肖特基二極管溫度高時，流過更大的電流，因此與MOSFET交界的肖特基二極管區域的溫度將進一步上升，可能導致局部損壞。現在通常將肖特基二極管的單元做到MOSFET的單元里面，這樣可能得到更好的熱平衡，提高器件可靠性。