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基于UC3875的ZVZCS PWM軟開關直流電源的研制
摘要: 本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。
Abstract:
Key words :
</a>電源" title="電源">電源" title="電源">電源的主回路基本上都是采用全橋變換器結構,其相應的軟開關工作方式有三種,即零電壓開關(ZVS)、零電流開關(ZCS)和零電壓零電流開關(ZVZCS)。ZVS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現(xiàn)零電壓開關且存在變壓器副邊電壓占空比丟失,ZCS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現(xiàn)零電流開關且存在變壓器副邊輸出電流占空比丟失,這兩種電路拓撲自身的局限限制了其進一步發(fā)展的空間,雖然采用輔助電路在一定程度可以改善其特性,但是增加了元器件和電路的復雜性,而且在高頻下還會引入干擾。ZVZCS軟開關工作模式基本上克服了ZVS和ZCS軟開關模式的固有缺陷,使全橋變換器的超前臂實現(xiàn)ZVS,而滯后臂實現(xiàn)ZCS,在中、大功率開關電源中具有廣闊的應用前景。為此,本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。

  l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析

  在設計制作的1.2kW(480V/2.5A)的軟開關直流電源中,其主電路為全橋變換器結構,四只開關管均為MOSFET(1000V/24A),采用移相ZVZCSPWM控制,即超前臂開關管實現(xiàn)ZVS、滯后臂開關管實現(xiàn)ZCS,電路結構簡圖如圖l,VT1~VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管,VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管,C1、C2分別是為了實現(xiàn)VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容,VD3、VD4是反向電流阻斷二極管,以實現(xiàn)滯后臂VT3、VT4的ZCS,Llk為變壓器漏感,Cb為阻斷電容,T為主變壓器,副邊由VD5~VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

電路結構簡圖

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  其基本工作原理如下:

  當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時,電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣,主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制,在關斷VT1時并不馬上關斷VT4,而是根據(jù)輸出反饋信號決定的移相角,經(jīng)過一定時間后再關斷VT4,在關斷VT1之前,由于VT1導通,其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導通壓降,理想狀況下其值為零,當關斷VT1時刻,C1開始充電,由于電容電壓不能突變,因此,VT1即是零電壓關斷。

  由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用,VT1關斷后,原邊電流不能突變,繼續(xù)給Cb充電,同時C2也通過原邊放電,當C2電壓降到零后,VD2自然導通,這時開通VT2,則VT2即是零電壓開通。

  當C1充滿電、C2放電完畢后,由于VD2是導通的,此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓,原邊電流開始減小,但繼續(xù)給Cb充電,直到原邊電流為零,這時由于VD4的阻斷作用,電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電,Cb兩端電壓維持不變,這時流過VT4電流為零,關斷VT4即是零電流關斷。

  關斷VT4以后,經(jīng)過預先設置的死區(qū)時間后開通VT3,由于電壓器漏感的存在,原邊電流不能突變,因此VT3即是零電流開通。

  VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量,一定時間后關斷VT2,由于C2的存在,VT2是零電壓關斷,如同前面分析,原邊電流這時不能突變,C1經(jīng)過VD3、VT3、Cb放電完畢后,VD1自然導通,此時開通VT1即是零電壓開通,由于VD3的阻斷,原邊電流降為零以后,關斷VT3,則VT3即是零電流關斷,經(jīng)過預選設置好的死區(qū)時間延遲后開通VT4,由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用,原邊電流不能突變,VT4即是零電流開通。

  這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示,其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓,ip為變壓器T原邊電流,Ucb為阻斷電容Ub上的電壓,Urect是副邊整流后的電壓。

采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形

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PWM移相控制電路

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  2 基于UC3875的主控制回路設計

  為了實現(xiàn)主回路開關管ZVZCS軟開關,采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路,如圖3所示。考慮到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大,再經(jīng)高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經(jīng)過驅動電路驅動MOSFET開關管。整個控制系統(tǒng)所有供電均用同一個15V直流電源,實驗中設置開關頻率為70kHz,死區(qū)時間設置為1.5μs,采用簡單的電壓控制模式,電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號,輸入到UC3875誤差放大器的EA一,控制UC3875誤差放大器的輸出,從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小,使電源能夠穩(wěn)定工作,圖中R6、C5接在EA一和E/AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路,當發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時,通過一定的轉換電路,把故障信號轉換為高于2.5V的電壓接到CS+端,使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平,對電路實現(xiàn)保護。

 

  圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l:1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經(jīng)過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V/一5V的雙極性驅動脈沖,保證開關管的穩(wěn)定開通和關斷。

開關管的驅動電路

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  3 仿真與實驗結果分析

  PSpice是一款功能強大的電路分析軟件,對開關頻率70kHz的ZVZCS軟開關電源的仿真是在PSpice9.1平臺上進行的。

  實驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲,阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120,其反向恢復時間在100ns以內,滿足70kHz開關頻率的要求。開關管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關管,這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管,其反向恢復時間約250ns,因此主回路中超前橋臂無需另外再接反并超快恢復二極管,VD1、VD2就利用開關管自身的反并二極管已滿足要求,C1、C2利用開關管的結電容,其容值大約為8.2nF。根據(jù)實驗樣機的要求以及相關計算,制作主變壓器時,原、副邊變比選為1:2.6,主變壓器的設計采用了AP法,結合實際制作過程中的反復實驗,最后選擇型號為EE55的軟磁鐵氧體磁心作為主變壓器的磁心,原邊10匝,副邊26匝,導線均為多股漆包線,繞制方式:最里層副邊13匝、中間層原邊10匝、最外層副邊13匝,變壓器原邊電感222μH、漏感1.8μH,副邊電感1490μH、漏感9.2μH。副邊輸出電感的設計同樣采用AP法,鐵心采用EI型的軟磁鐵氧體,多股導線并繞。

  圖5是超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖,(a)為仿真波形、(b)為實驗波形,可見超前臂開關管完全實現(xiàn)了ZVS開通,VT1、VT2關斷時是依賴其自身很小的結電容來實現(xiàn)的,從圖中可以看出,關斷時也基本實現(xiàn)了ZVS關斷。

超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖

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  圖6是滯后橋臂開關管驅動電壓與電流波形圖,(a)為仿真波形、(b)為實驗波形;圖7是滯后臂開關管管壓降與電流波形圖,(a)為仿真波形、(b)為實驗波形,從圖6、圖7可以看出滯后臂開關管VT3、VT4很好地實現(xiàn)了ZCS關斷,關斷時開關管電流已經(jīng)為零;滯后臂開關管完全開通之前,開關管電流也幾乎為零,基本實現(xiàn)了ZCS開通。而且滯后橋臂開關管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實現(xiàn)ZCS開關。

  圖8是兩橋臂中點之間的電壓Uab的波形圖,(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形,(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。從圖上可以看出,由于有Ucb的存在,Uab不是一個方波。當Uab=0時,阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零,由于阻斷二極管的阻斷作用,ip不能反向流動,從而實現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS開關。

滯后臂開關管管壓降與電流波形圖

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  4 結論

  本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點并詳細分析了采用串聯(lián)阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關工作特性的基礎上,設計了一臺1.2kW、開關頻率70kHz的全橋軟開關直流電源,并應用PSpice軟件進行了仿真,實驗結果與仿真結果基本符合。實驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡單可靠,電源主電路開關管均實現(xiàn)了軟開關,并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關模式的缺點,可有效減小開關管開關過程引起的損耗,有利于提高電源開關頻率,減小電源體積和重量。

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