文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2016.09.011
中文引用格式： 王慧麗，馮全源. 帶工藝修調的低溫漂片內振蕩器設計[J].電子技術應用，2016，42(9)：44-46，50.
英文引用格式： Wang Huili，Feng Quanyuan. Design of low temperature drift oscillator with process trimming[J].Application of Electronic Technique，2016，42(9)：44-46，50.
0 引言
近年來，隨著消費電子的迅猛發展，對高效、穩定、低成本開關電源的需求也越來越大。作為開關電源的頻率源，振蕩器不僅影響著芯片的控制時序，同時也對系統的頻率響應、轉換效率等性能產生重要影響。因此，高精度、低成本、高穩定性成為片內振蕩器的基本設計要求。RC振蕩器由于成本低廉、便于集成等諸多優點被廣泛應用于DC-DC電源管理芯片中。然而，RC振蕩器輸出頻率受工藝、溫度、電源電壓等因素影響較大[1]，因此，如何保證時鐘頻率的穩定性，成為片內振蕩器面臨的主要挑戰。
針對RC振蕩器頻率漂移大的問題，本文提出了針對溫度和工藝的補償方案，設計了一款帶溫度補償和電容修調的張弛振蕩器。振蕩器內部集成帶隙基準結構，為振蕩器提供零溫度系數的基準電壓，利用基準電壓在正溫度系數電阻上產生負溫度系數的電流，與熱電流(Proportional To Absolute Temperature，PTAT)相互疊加，實現對充放電電流的溫度補償。考慮到工藝偏差對中心頻率的影響，本設計特別加入了電容修調網絡，從而保證當工藝角變化時振蕩器中心頻率保持穩定。
1 張弛振蕩器結構及工作原理
張弛振蕩器是利用MOS管、比較器或觸發器等開關器件來控制充放電支路的導通或斷開，從而來控制電容的充放電。電容上電壓的變化又會改變后續控制反饋電路的狀態，從而實現周期性振蕩[2]。本文采用的張弛振蕩器結構如圖1所示，其工作原理如下：假設初始時刻CLK=0，S1=1，S2=0，開關1導通，開關2斷開，電流I2對電容C2進行充電，當電容C2上電壓等于門限電壓Vr時，比較器2輸出翻轉為1，SR鎖存器復位，S1=0，CLK=1；此時，開關2導通，開關1斷開，電流I1對電容C1進行充電，當電容C1上電壓等于門限電壓Vr時，比較器1輸出翻轉為1，SR鎖存器置數，S1=1，CLK=0。這樣往復循環，CLK端輸出周期性方波信號。
CLK由1翻轉為0時，電容上存儲的電荷量為：
其中I1、C1均為恒量，對上式進行積分運算可得：
同法可得，時鐘低電平持續時間為：
時鐘周期為：
本設計取I1=I2=I，C1=C2=C，因此時鐘占空比為50%，時鐘頻率為：
式(5)中的3個變量I、C、Vr共同影響著振蕩器的輸出頻率。為了減小振蕩器的溫度漂移，門限電壓Vr由帶隙基準產生，通過溫度補償將充電電流I設計成與溫度無關。由于只利用了電容的充電時間，比較器延時產生的影響被極大削弱。此外，電容C的正溫度特性以及邏輯控制電路的傳輸延時對振蕩器頻率也會產生影響，但相比之下影響較弱，因此不做特別考慮。
2 電路的具體實現
圖2所示是振蕩器的具體實現電路圖，由基準電壓源電路、基準電流源電路、張弛振蕩電路以及對電容的數字修調網絡4個部分組成。
2.1 電壓和電流基準源電路
基于帶隙基準的電壓和電流基準電路如圖3所示。系統上電階段，P7管、R0支路首先導通，產生的自偏置電流鏡像到P6管支路，從而為三極管Q2提供啟動電流，使帶隙基準電路擺脫簡并態，開始工作。帶隙基準電路正常工作后，P8管導通，P7管柵極被拉高，啟動電路關閉。
三極管Q1、Q2的發射結面積之比為8：1，則三極管集電極電流公式如下[3]：
P1、P2管組成的電流鏡使得IC1=IC2=IC，電阻R1上的電壓為：
式（6）、式（7）、式（8）聯立，可解得：
三極管Q1、Q2的基極電壓為：
由于三極管的基極—發射極電壓VBE具有典型的負溫度系數，VT溫度系數為正，將R1、R2設置成合適的比例，即可得到零溫度系數的電壓作為振蕩器的基準電壓源。其中，N2管作為簡單的負反饋結構，進一步穩定基準電壓。
對電流進行溫度補償的基本思想是：將兩路溫度系數相反的電流疊加，通過調整兩路電流的比例，得到零溫度系數的基準電流[4]。方便起見，正溫度系數電流直接利用帶隙基準結構中的PTAT電流，即IC，具體如式(9)所示。負溫度系數的電流由圖3中的高增益運放、N1管以及電阻R5產生。帶隙結構產生的基準電壓Vr2，通過AMP和N1管的反饋作用，在正溫度系數的電阻R5上產生一路電流，該電流表現出典型的負溫度特性，可用于對電流進行溫度補償，具體公式如下：
將這兩路相反溫度系數的電流進行疊加，可得到溫度補償后的充放電電流為：
熱電壓溫度系數
電阻R5的溫度系數為2.477×10-3，由式（12）可知，通過調整正負兩路電流的系數，可以得到零溫度系數的充放電電流。
2.2 電容修調網絡
由于存在工藝偏差，不同工藝角條件下得到的振蕩器頻率與目標頻率必然存在一定的偏差，例如，本設計在FF工藝角下頻率漂移為+42.8%，在SS工藝角下頻率漂移為-25.8%，如此大的工藝偏差顯然無法滿足系統對時鐘穩定性的要求，因此需要增加數字修調網絡對工藝漂移進行補償。由式（5）可得，要想調整振蕩器頻率，可以對電容C、電流I以及比較器門限電壓Vr 3個變量進行調節。比較器門限電壓Vr由帶隙基準產生，無法修調，因此數字修調網絡一般對充放電電流I和電容C進行修調，從而達到頻率修調的作用。對充放電電流進行修調的話會增大振蕩器功耗[5]，因此本文選擇對電容進行數字修調。本設計時鐘頻率較高(1 MHz)，充放電電容相對較小，因此電容修調網絡所占用芯片面積并不是很大，工程應用中這種修調方法可以被接受。
圖4所示是對電容進行數字修調的電路實現。數字修調信號一共有6位，每一位控制一個開關，修調開關全部采用NMOS管，為“1”時導通，“0”時關斷。初始修調數據為100 000，當閉合更多的開關時，電容增大，時鐘頻率減小，反之時鐘頻率增大。
3 仿真結果與分析
采用0.18 ?滋m BCD（Bipolar-CMOS-DMOS）工藝的器件模型參數，用Hspice軟件對所設計的電路進行仿真。在TT工藝角下，Vcc=5 V時，基準電壓和基準電流的溫度特性仿真結果如圖5所示。結果表明，溫度由-40 ℃～125 ℃變化時，基準電壓變化僅為1.81 mV，溫度系數為8.7×10-6/℃；基準電流變化為41.8 nA，溫度漂移僅為1.22%；振蕩器輸出頻率的溫度漂移在0.8%以內，溫度補償效果顯著。
表1列出了25 ℃、Vcc=5 V時，3個工藝角下對電容進行修調前后的輸出頻率對比。其中，初始修調數據為100 000，未對電容進行修調時，FF和SS工藝角輸出頻率相對目標頻率偏差高達42.37%。對各工藝角進行修調后，輸出中心頻率均能達到1 MHz，最大偏差降低至1.23%以內，振蕩器頻率隨工藝的漂移被顯著降低。
4 結束語
針對片內CMOS振蕩器頻率容易受溫度、工藝偏差影響的問題，提出了一種對溫度和工藝的補償方案。基準電壓在正溫度電阻上產生一路負溫度系數的電流，將其與帶隙基準產生的PTAT電流進行疊加實現對電流的溫度補償；采用數字修調網絡對電容進行修調，從而降低振蕩器頻率的工藝漂移。仿真結果表明：典型工作條件下，振蕩器中心頻率為1 MHz，占空比為50%；當溫度在-40 ℃～125 ℃范圍內變化時，振蕩器輸出頻率漂移僅為0.8%；對電容進行數字修調后，在3種不同的工藝角下，輸出頻率漂移在1.23%以內。該振蕩器對溫度和工藝偏差不敏感，穩定性良好，已成功應用于一款DC/DC電源管理芯片。
參考文獻
[1] 董春雷，寧振球，金星，等.一種帶溫度補償的高精度片上RC振蕩器[J].微電子學，2015(1)：58-62.
[2] 陳崴，施隆照.一種基于CMOS工藝的高精度片內振蕩器的設計[J].中國集成電路，2011(11)：44-48.
[3] 康華光.電子技術基礎 模擬部分(第五版)[J].北京：高等教育出版社，2006.
[4] 李波，呂堅，蔣亞東.一種基于0.5 ?滋m CMOS工藝的補償型電流控制振蕩器設計[J].電子器件，2009(1)：49-52.
[5] Urs Denier.Analysis and design of an ultralow-powerCMOS relaxation oscillator[J].IEEE Transactions On Circuits And Systems—I：Regular Papers，2010，57(8)：1973-1982.
[6] 畢查德拉扎維著.模擬CMOS集成電路設計[M].陳貴燦，譯.西安：西安交通大學出版社，2003.