在討論器件功能時，檢流放大器可以看作一個輸入級浮空的儀表/差分放大器。這意味著即使器件采用VCC=3.3V或5V單電源供電，在輸入共模電壓遠高于電源電壓的條件下，器件仍然能夠正常放大差分輸入信號。檢流放大器的共模電壓可

以很高，例如可以高達28V(MAX4372和MAX4173)或76V(MAX4080和MAX4081)。 

　　檢流放大器的這一特性使其非常適合高端電流檢測應用，這類應用往往需要對高壓側檢流電阻兩端的微小電壓進行放大，并饋入到低壓ADC或低壓模擬控制環路進行處理。這種情況下，通常需要在信號源端(例如檢流電阻兩端)對電流檢測信號進行濾波?？梢圆捎貌罘譃V波器(圖1)濾除負載電流和檢流電壓的“毛刺”，也可以采用共模濾波器(圖2)以增強在出現共模電壓尖峰或瞬時過壓時的ESD保護能力。合理選擇元件構建濾波器，如果元件選擇不當，則會引入一些無法預知的失調電壓和增益誤差，降低電路性能。 

　　濾波器的選擇 

　　MAX4173檢流放大器如圖3所示，該器件的檢流電阻可直接連接到芯片的RS+和RS-端。器件內部的運算放大器將檢流電阻兩端的差分電壓恢復成RG1兩端的差分電壓，即ILOAD×RSENSE=VSENSE=IRG1×RG1。然后，內部電流鏡對電流IRG1進行電平轉換和放大，產生輸出電流IRGD。MAX4173的內部電路中RGD=12kΩ，而RG1=6kΩ。 

　　因此，

　　由于RGD和RG1為片上電阻，實際阻值會因不同的半導體工藝而產生多達±30%的差異。但是，因為最終增益精度取決于RGD和RG1的比例，所以可以很好地控制增益，并在生產過程中靈活調整。 

　　構建差分/共模濾波器(如圖1和圖2所示)時，需要在檢流電阻的RSENSE+和RSENSE-端與器件的RS+和RS-引腳之間接入串聯電阻，此時相當于改變了芯片的RG1和RG2。由上面的等式可知，改變后的RG1將引入增益誤差。同時，由于RG1的絕對誤差最大可達±30%，因此增益誤差最大將達到±30%，由于這種誤差的引入是隨機的，所以無法控制或估算誤差。由此可見，控制增益誤差的唯一辦法是保證輸入串聯電阻RSENSE+遠遠小于RG1。 

圖1：采用差分濾波器消除負載電流的“毛刺”。 

圖2：采用共模濾波器改善電壓尖峰或出現共模過壓時的ESD保護能力。 

圖3：MAX4173的內部功能框圖。 

　　另外，由于輸入偏置電流的存在，電阻RG1和RG2之間的不匹配將會引入輸入失調電壓。根據MAX4173和MAX4372的數據資料，偏置IRS-等于兩倍的IRS+，因此與RG1串聯的電阻RSERIES+應等于與RG2串聯的電阻RSERIES-的兩倍，以消除輸入失調電壓。 

　　綜上所述，只有在滿足以下條件的情況下，在RS+和RS-引腳之間接入串聯電阻后所構成的濾波器可以獲得最佳性能： 

　　1. RSENSE+與RS+之間的串聯電阻遠小于RG1； 

　　2. RSENSE+與RS+之間的串聯電阻應等于RSENSE-與RS-之間的串聯電阻的兩倍。 

　　注意，由于RSERIES+等于RSERIES-的兩倍，應相應增大共模濾波器的電容，以滿足交流和瞬態性能的要求。 

表1：MAX4173串聯電阻的測試結果。 

表2：MAX4372串聯電阻的測試結果。 

　　表1給出了MAX4173T的實驗室測試結果，用于驗證上述推論。VOS的最小值和最大值可由數據資料給出的偏置電流的最小值和最大值推算，取RG1=6kΩ±30%用于計算最小值和最大增益誤差。同樣，表2給出MAX7372F的測試結果(RG1=100kΩ)。最小、最大增益誤差以及最小-最大VOS的計算推導如下： 

　　Old Gain 

　　＝Constant×RGD／RG1＝20(T-version MAX4173) 

　　New Gain 

　?。紺onstant×RGD／RG1new 

　?。絉G1＋RSERIES+ 

　?。絆ld Gain×RG1／RG1new 

　?。?0×RG1／(RG1＋RSERIES+) 

　　Gain Error 

　　＝(20－New Gain)／20% 

　?。絉SERIES+／(RG1＋RSERIES+) 

　　Min Gain Error 

　　＝RSERIES+／(1.3×RG1 ＋RSERIES+) 

　　Max Gain Error 

　　＝RSERIES+／(0.7×RG1＋RSERIES+) 

　　RG1＝6k(MAX4173) 

　　VOS＝IBIAS2×RG2new－IBIAS1×RG1new 

　　＝IBIAS1×((2×RSERIES-)－RSERIES+) 

　　IBIAS2＝2×IBIAS1 

　　IBIAS1(min)＝0 

　　IBIAS1(max)＝50uA(MAX4173)