0 引 言

　　在許多電子系統中, 經常需要用到頻率和幅度可調的正弦波信號作為基準信號或載波信號。通常正弦波信號主要通過模擬電路或DDS( direct digital synthe2sis) 等兩種方式產生。相對于模擬電路, DDS 具有相位連續、頻率分辨率高、轉換速度快、信號穩定等諸多優點, 但是其不菲的價格使其在某些領域大材小用。在此介紹一種采用模擬電路產生正弦波的方法, 該電路精度高、失真度小、溫漂小。

　　1 電路分析

　　電原理如圖1 所示。

圖1 電路原理框圖

　　1. 1 文氏電橋正弦波振蕩電路

　　正弦波發生器的自激振蕩條件為:

　　文氏電橋正弦波發生器是一種常用的RC 振蕩器, 用來產生低頻正弦信號, 應用非常廣泛。如圖2 所示, 這種發生器由運算放大器和文氏電橋反饋網組成, 圖2 中Z1和Z2 是文氏電橋的兩臂, 由它們組成正反饋網絡, 電阻R3、Rf 組成負反饋網絡, 當運算放大器具有理想特性時, 振蕩條件由這兩個反饋回路的參數決定。圖2 參考點a 選為放大器的同相端, 那么:

圖2 振蕩電路

　　1. 2 穩幅電路

　　常用的自動穩幅方法是根據振幅的變化來改變負反饋的強弱, 若振幅增大, 負反饋系數就自動變大, 加強負反饋, 限制振幅的繼續增長, 反之亦然。如圖3 所示,該電路采用場效應管進行穩幅, 當場效應管的漏2源電壓UDS較小時, 場效應管的漏2源電阻r DS 隨柵2源電壓UGS 線性變化。一只好的壓控線性電阻, 其阻值范圍可達到約400 8 ~ 100 M8 , Rf = R// (R4 + rDS) , 為了達到穩幅的目的, 當幅值增大時, rDS 自動加大, 從而加強負反饋, 反之亦然。C3 為隔直電容, 可減小失調電壓和失調電流的影響, 電阻R 可以減小r DS 的非線性影響, 從而減小波形失真。

　　1. 3 反饋電路

　　( 1) 比例2積分校正電路

　　比例2積分校正電路又叫比例2積分調節器( 見圖4) , 它的輸入/ 輸出的基本關系為:

　　式中: Kp 為比例增益; S1 為積分時間。實際比例2 積分電路不僅要求Kp 和S1 可調, 而且S1 取值很大。它具有反相結構, 因為:

　　這樣, 改變Rf 可調節Kp , 改變CF 可調節S1 。在該電路中采用這種校正電路( 實際是一個低通濾波器) , 有利于降低定態誤差, 從而使系統變為無靜差調節系統。

　　( 2) 精密絕對值電路

　　如圖5 所示, 當輸入電壓為正極性時, 放大器輸出usc1為負, D2 導通, D1 截止, 輸出電壓為零; 當輸入電壓為負極性時, 放大器輸出為正, D1 導通, D2 截止, 電路處于反相比例運算狀態。

　圖5 精密絕對值電路及波形

　　該電路檢波的最小輸入電壓峰值將為UD/ K0 ( X) ,可見二極管正向壓降的影響被削弱了UD / K0 ( X) 倍, 從而使檢波特性大大改善。

　　( 3) 基準電路

　　如圖6 所示, 該電路是由穩壓管D3 來完成的, R11為限流電阻:

　　經過半波整流電路, 整流后的交流分量被低通濾波器濾掉, u2 也被濾掉, 僅直流分量與基準電壓之差才有意義, 這個差值由運算放大器實現比例2 積分運算, 所得結果通過場效應管來控制負反饋的強弱。若輸出信號振幅增大, u1 直流分量更負, 負反饋加強; 反之, 負反饋減弱, 達到穩幅目的, 改變基準電壓就能調幅。實際上,電路起振后, 輸出為正弦波, 經二極管半波整流變為:u = - Um( 1/ P+ sin( X2 t/ 2) - 2cos( 2X2 t/ 3P) + , ) 。式中, u 中的交流分量被A1 濾掉, 剩下的直流分量- Um / P與基準信號Ej 一起由A1 進行運算, 所以A1 輸出為:

　　當Ej / R12 < Um / PR7 時, usc 增大, 負反饋加強; 相反,Ej / R12 > Um / ( PR7 ) 時, usc 減小, 負反饋減弱, 保證復制穩定在Um = PR7E j/ R12 , 可見, 改變R12 就可設置所需的振幅。如圖7 所示。

　　1. 4 功率放大電路

　　功率放大電路的工作原理與超高速緩沖器FX0063 相同, 因此該電路( 如圖8 所示) 可用FX0063代換, 電容C 為平衡電容, 該電路具有限流保護功能，其輸出電流的大小由電阻決定。

　　2 主要技術指標

　　主要技術指標見表1。

表1 主要技術指標

　　3 關鍵問題的解決

　　3. 1 關鍵器件的選擇

　　( 1) IC 選用四運算放大器LF124, 該器件的四個運算放大器分別應用于振蕩、比例2積分、絕對值電路、放大等不同的環節中。

　　( 2) 文氏電橋臂用電容C1 , C2 采用云母電容, 由于云母電容有一個比較重要的特點( 電容量穩定) , 這樣就可以保證頻率穩定特性。C1 = C2 = ( 510 ? 5. 1) pF。R1 , R2 的選擇: 由于該電路的輸出頻率為400~ 3 000 Hz。f = 1/ ( 2PRC) , R= 1/ ( 2Pf C) 。當f =400 Hz 時, R = 780 k8 ; 當f = 3 000 Hz 時, R =104 k 8。這里采用外接電位器來實現調節頻率, 因此選定R1= R2= 800 k8 , 為了確保振蕩的平衡、頻率的穩定, 采用溫度系數較小、方阻一樣、電阻面積相同的厚膜電阻來保證。

　　( 3) 基準電路

　　在圖6 中, 選用D3 = 6. 2 V 的2DW234 穩壓管, 該穩壓管的優點是溫度系數小且帶有補償功能, 其工作電流為I Z= 12 mA, 由于電源電壓為- VC= - 15 V, 所以R11= ( 15- 6. 2) / 12= 750 8 。

　　( 4) 穩幅電路

　　在如圖3 中, 我們選用場效應管進行穩幅, 實際上R 可省去, 示情況而定, 則有R4 + rDS = R3 / 2, r DS =R3 / 2- R4 = 5 k8 , 只要控制柵2源極電壓, 使rDS =5 k8 , 就達到穩幅的目的, 選場效應管為3DJ6F。

　　( 5) 其他元件的選擇

　　設計該產品的過程中, 主要考慮的是它的可靠性,在此基礎上, 盡量使產品小型化, 易裝配, 故對一些元器件選用片式。

　　3. 2 電路的改進

　　( 1) 頻率固定到400 Hz~ 3 000Hz 頻率可調。如圖9 所示, 根據振蕩條件f = 1/ ( 2PRC) , C= 510 pF, 當f = 400 H z 時, R= 1/ ( 2Pf C) U780 k 8 , 選R= 800 k8 ,當f = 3 000 Hz 時, R= 1/ ( 2Pf C) U104 k8 , 所以Rc 最小應為Rc/ R= 104 k8 , 選Rminc= 120 k 8 。

　　( 2) 幅度可調。如圖10 所示, Rc/ R12 = 200 k8 ,R12= 250 k 8, Rminc= 1 m8 。

　　( 3) 低溫特性

　　由于種種原因, 在低溫測試過程中, 出現波形嚴重失真, 經過多次實驗, 終于解決了這一現象。原因是電源給集成電路供電時所用的限流電阻對地所接的濾波電容不能省掉, 否則易產生振蕩。

　　3. 3 結構設計

　　為了便于整機組裝, 并且能夠經得起振動、沖擊等機械試驗, 產品內部盡量采用適合平面組裝的片式元件, 這樣簡化了組裝工藝。封裝采用全密封技術, 密封在干燥、清潔的氮氣中進行, 帽與底座之間進行貯能焊封裝, 封后細檢漏氣率小于500@10- 6 kPa # cm3 / s, 保證了產品的氣密性、可靠性。

　　3. 4 版圖設計

　　內部版圖如圖11 示, 在此主要對導體、焊盤、介質、電阻的設計進行描述。

圖11 內部示意圖

　　( 1) 導體、焊盤設計

　　導體的設計: 最細的部分為0. 3 mm, 導體與導體、導體與焊盤間隔最小為0. 3 mm; 版圖設計: 走線均勻、合理, 器件均勻分布, 導體與基片邊緣的最小距離為0. 3 mm。上導體與下導體為同一材料。背面導體的設計, 占基板面積75%以上, 與基板邊緣距離大于0. 3 mm。貼片元器件的焊盤尺寸符合相關設計規范, 芯片的粘接尺寸符合相關設計規范。

　　( 2) 介質、電阻設計

　　介質兩次獨立印刷, 盡量減少使用介質, 整個版圖僅有3 處介質。采用4 種方阻, 電阻的功率、阻值均符合相關設計規范和原理圖的要求。

　　3. 5 關鍵工藝的解決

　　在產品的研制過程中, 由于底座外殼D # Ni, 造成封殼難, 密封性不好, 進過分析和大量試驗, 我們采用底座外殼D# Ag , 進行儲能焊封裝, 這樣操作簡單, 而且克服了封殼過程中存在的問題。陶瓷基片與底座的組裝, 將原先用粘接的方法改為錫焊粘接, 保證了產品的可靠性和散熱性。

　　4 結 語

　　該電路經過實際驗證, 各部分工作正常, 已經成功運用在某系統中, 使用效果良好。該方案不僅達到了低失真、高精度的要求, 還具有控制靈活方便、可靠性高、體積小、成本低等的特點, 是一種很好的正弦波發生器。