0 引言

    隨著通信技術(shù)的飛快發(fā)展，現(xiàn)在人們對電子電路的集成度、可靠性、體積大小等方面要求越來越高，而通信標準的制式也越來越多，如3G標準的CDMA、WCDMA和目前4G標準的TD-LTE、FDD-LTE以及無線局域網(wǎng)WLAN等，而隨著5G的出現(xiàn)和推廣，頻譜占用越來越密集，不同帶寬和不同中心頻率的濾波器成為新的研究內(nèi)容^[1-2]。

    在實際民用無線通信中，雙頻段和多頻段應(yīng)用都較為廣泛。對于傳統(tǒng)的頻率確定的濾波器，要達到多頻段的選擇性，需要兩個或兩個以上的濾波器進行級聯(lián)，這樣的組合不僅使得收發(fā)射頻端體積增大，還會增大插入損耗使得濾波器的選頻效果變差，同時還會增加功率損失和制作成本，由此研究學(xué)者們展開了對重構(gòu)濾波器的研究^[3]。本文重點研究微帶線雙模諧振器，設(shè)計實現(xiàn)了新型雙通帶濾波器，在L頻段和S頻段實現(xiàn)頻率可重構(gòu)。

1 可重構(gòu)技術(shù)

    可重構(gòu)濾波器自出現(xiàn)以來，相關(guān)技術(shù)一直在發(fā)展。以前濾波器采用機械可調(diào)的方法^[4]，此種方法雖然可調(diào)范圍較大，但調(diào)諧速度過慢且實現(xiàn)體積較大。此后出現(xiàn)的磁調(diào)諧可分為鐵氧體類和YIG類的磁調(diào)諧濾波器^[5]，該類可調(diào)濾波器調(diào)諧頻帶寬，線性好，但成本太高，調(diào)諧時間長，而電可重構(gòu)技術(shù)的出現(xiàn)解決了此類問題，采用外加電流或電壓的方式控制有源器件的方式，實現(xiàn)調(diào)諧便捷調(diào)諧時間短的要求。電調(diào)諧的方法一般有射頻微機電系統(tǒng)（RF MEMS）^[6]，PIN開關(guān)二極管^[7]及其他功能性調(diào)諧原件^[9]，此類可重構(gòu)方法也有一定缺陷因為引入調(diào)諧器件，加電實現(xiàn)的同時會引入偏置電路使得濾波器體積增大損耗增大。

    采用變?nèi)荻O管^[8]作為可重構(gòu)器件，調(diào)諧速度快且易實現(xiàn)，同時加入電容減小了諧振長度縮小了濾波器尺寸。因此本文采用變?nèi)荻O管調(diào)諧，外加反向偏壓改變電容值，通過分析變?nèi)莨苋葜祵χC振長度的影響，選用合適變?nèi)莨芗爸C振器尤為重要。

2 E型雙模諧振器

    通過上節(jié)的分析，在本文研究的濾波器中采用E型雙模諧振器。此諧振器是由兩段相同的開路枝節(jié)和一段短路枝節(jié)構(gòu)成，本文采用均勻阻抗諧振器，其中短路枝節(jié)的阻抗與開路枝節(jié)相同，結(jié)構(gòu)如圖1。

2.1 特征分析

    由于E型雙模諧振器中的介質(zhì)是均勻的且結(jié)構(gòu)對稱，對于主模TEM，可采用奇偶模分析法，即分別用奇模激勵和偶模激勵兩種狀態(tài)對其進行分析。奇偶模等效電路如圖2所示。

    在奇模激勵下，相當(dāng)于對稱面為電壁，此時中心對稱面可看作短路面，此時從等效電路一端看進去的輸入阻抗為：

設(shè)Y_inodd=0，因此在奇模激勵的諧振條件為：

    在偶模激勵下，相當(dāng)于對稱面為磁壁，此時中心對稱面可看作開路面，此時的輸入阻抗可求出為：

    設(shè)Y_ineven=0，可看出在偶模激勵下的諧振頻率與電容c和兩段微帶線的電長度θ₁、θ₂有關(guān)，而

    因此在微帶線長度L₁，L₂一定時，改變電容c，可改變偶模諧振頻率達到可重構(gòu)的目的。

    根據(jù)以上分析，E型雙模諧振器在奇模下的諧振頻率與L₁有關(guān)；在偶模激勵下，諧振頻率不僅與L₁、L₂有關(guān)，還與電容c有關(guān)。取阻抗Z₁=Z₂=50 Ω，由式（4）和式（5）得出電容c在L₁、L₂（L₁取4/λ_g附近）與諧振頻率的關(guān)系曲線如圖3，可看出當(dāng)L₁、L₂一定，取合適的電容c可設(shè)計出滿足L波段和S波段的雙通帶濾波器。

    由圖3知，選用合適的2～6 pF范圍內(nèi)的變?nèi)荻O管可滿足要求。本文采用Skyworks公司的SMV1413-079LF，變?nèi)荼葹?.2，Q值可達2 400。經(jīng)過仿真，其電容-電壓曲線與數(shù)據(jù)手冊一致，本文設(shè)計取外部偏壓為1 V、2.5 V、5 V、10 V時電容分別為6.37 pF、4.85 pF、3.77 pF、2.85 pF。

2.2 外部Q值提取

    實際進行濾波器綜合時，尤其是在可調(diào)濾波器范疇，濾波器終端外部Q值的提取非常重要，通過控制外部Q值可調(diào)節(jié)濾波器帶寬。在帶通濾波器網(wǎng)絡(luò)中；

    因此在絕對帶寬恒定下，外部Q值與耦合饋線的原件值有關(guān)，本文采用的4/λ_g諧振器中間加載短路枝節(jié)串聯(lián)變?nèi)荻O管，諧振器長度不變，調(diào)節(jié)饋線長度及耦合縫隙即可保證絕對帶寬恒定。

3 雙通帶可重構(gòu)濾波器的實現(xiàn)

3.1 濾波器結(jié)構(gòu)設(shè)計

    上節(jié)分析了基本單元E型雙模諧振器，本文采用兩個基本單元相互耦合的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，每個通帶有兩個極點。在電磁耦合的過程中，此結(jié)構(gòu)會在第一通帶和第二通帶之間產(chǎn)生一個零點，增加濾波器雙通帶的選頻作用。具體結(jié)構(gòu)等效電路如圖4。

    此結(jié)構(gòu)的饋電方式不同于以往傳統(tǒng)的濾波器采用抽頭式饋電，由于短路枝節(jié)加載變?nèi)荻O管電長度會發(fā)生變化。由2.2節(jié)分析可知，采用在底部平行耦合饋電可保證外部Q值變化較小，即平行耦合饋電在窄帶濾波器中應(yīng)用可使絕對帶寬變化較小。通過在HFSS13.0優(yōu)化仿真，可達到第一通帶絕對帶寬恒定的特性，解決了恒定帶寬同時中心頻率可重構(gòu)的這一難題。

3.2 仿真優(yōu)化和測試

    根據(jù)圖4在HFSS13.0建立仿真模型，采用羅杰斯4350作為介質(zhì)基板，ε_e=3.66，h=1 mm，介質(zhì)損耗為0.004。經(jīng)過以上分析及在仿真軟件中的優(yōu)化，設(shè)計具體參數(shù)如下：w₀=2.1 mm，w₁=0.5 mm，w₂=1.5 mm，l₁=20 mm，l₂=9.2 mm，l₃=7.6 mm，s₀=0.2 mm，s₁=0.9 mm，s₂=6.3 mm，偏置電路中L=27 nH，濾波器實物加工如圖5，整體尺寸為31×33 mm²。

    如圖6，通過在HFSS13.0的仿真，雙模E型諧振器實現(xiàn)頻率可重構(gòu)，第一通帶變化范圍為1.60 GHz～1.92 GHz，3 dB帶寬60 MHz，第二通帶中心頻率在2.25 GHz，3 dB帶寬100 MHz。根據(jù)圖6的仿真結(jié)果圖，帶內(nèi)S(2，1)在1 dB左右浮動，S(1，1)在10 V時第一通帶兩個極點在

-12 dB和-17 dB，所有可重構(gòu)頻帶內(nèi)S(1，1)最大在-10 dB，S(2，1)在-1.4 dB。

    測試結(jié)果與仿真結(jié)果對比如圖7，各項指標匯總?cè)绫?、表2。由于加入偏置電路會使S參數(shù)指標下降，從圖中可看出S(1，1)基本在-10 dB，實測結(jié)果展現(xiàn)出濾波器良好的性能，驗證了設(shè)計思路的有效性。

4 結(jié)論

    隨著無線通信的迅速發(fā)展，雙頻帶阻濾波器的需求越來越廣泛，對濾波器性能和尺寸的要求也越來越嚴格。在此背景下，本文提出一種新型的雙通帶頻率可重構(gòu)絕對帶寬恒定的濾波器，討論了可重構(gòu)技術(shù)方法并進行比較，針對E型雙模諧振器參數(shù)對傳輸特性的影響，采用的變?nèi)荻O管作為可重構(gòu)器件并進行建模、仿真和實物測試，設(shè)計出由兩個E型諧振器通過電磁耦合構(gòu)成的微帶帶通濾波器，仿真結(jié)果與測試結(jié)果吻合較好。該濾波器結(jié)構(gòu)有效電路尺寸較小，只有0.15λ_g×0.16λ_g mm²，達到小型化的要求。該結(jié)構(gòu)的帶通濾波器有較好的可重構(gòu)特性，從1.6 GHz到1.9 GHz的四個頻帶內(nèi)，而且該均有較為平坦衰減較小的通帶特性。

參考文獻

[1] SANCHEZ-RENEDO M，GOMEZ-GARCIA R，ALONSO J I，et al.Tunable combline filter with continuous control of center frequency and bandwidth[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques，2005，53(1)：191-199.

[2] RAIS-ZADEH M，LAVASANI H M，KAPOOR A，et al.An integrated 800-MHz coupled-resonator tunable bandpass filter in silver with a constant bandwidth[J].Journal of Microelectromechanical Systems，2009，18(4)：942-949.

[3] TSAI L C，HSUE C W.Dual-band bandpass filters using equal-length coupled-serial-shunted lines and  Z-transform technique[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques，2004，52(4)：1111-1117.

[4] TRAN A T T D，LO Y H，ZHU Z H，et al.Surface micro-machined Fabry-Perot tunable filter[J].IEEE Photonics Technology Letters，1996，8(3)：393-395.

[5] QIU G，TSAI C S，WANG B S T，et al.A YIG/GGG/GaAs-based magnetically tunable wideband microwave band-pass filter using cascaded band-stop filters[J].IEEE Transactions on Magnetics，2008，44(11)：3123-3126.

[6] HSU H H，MARGOMENOS A D，PEROULIS D.A monolithic RF-MEMS filter with continuously-tunable center-frequency and bandwidth[C].Silicon Monolithic Integrated Circuits in Rf Systems.IEEE，2011：169-172.

[7] SIRCI S，MARTINEZ J D，BORIA V E.Low-loss 3-bit tunable SIW filter with PIN diodes and integrated bias network[C].Microwave Conference，2013：1211-1214.

[8] HUANG X，F(xiàn)ENG Q，XIANG Q.Bandpass filter with tunable bandwidth using quadruple-mode stub-loaded resonator[J].IEEE Microwave & Wireless Components Letters，2012，22(4)：176-178.

[9] ZHU H，ABBOSH A.Tunable band-pass filter with wide stopband and high selectivity using centre-loaded coupled structure[J].Iet Microwaves Antennas & Propagation，2015，9(13)：1371-1375.