在實用電路中，往往要求放大電路的末級(即輸出級)輸出一定的功率，以驅動負載。能夠向負載提供足夠信號功率的放大電路稱為功率放大電路，簡稱功放。經典功率放大器有4種類型：A類，AB類，B類和C類，他們的主要差別在于偏置的情況不同。理想的4類經典放大器的最大效率的理論值與導通角的函數關系如圖1所示。
A類功率放大器的線性度好，功率傳遞能力差，效率最大值為50％，導通角為360°；B類功率放大器通過減少一個周
期中晶體管工作的時間來提高效率(最好可達78.5％)，保持了實現線性調制的可能性，工作周期為半周期；C類功率放大器提供了接近100％的效率，但同時歸一化的功率傳遞能力和功率增益都趨于零，線性度差；AB類放大器的效率和線性度在A類和B類放大器之間，其最大的特點是導通角的范圍為180°～360°，相應的設計目標就是實現他在一個周期的50％和100％之間的某段時間內導通的工作方式，對于單MOS管來說，就是使他的漏極有電流通過的時間多于半個周期。
2 功放驅動電路的具體設計和仿真
2.1 鏡像電流偏置方式
在采用雙電源供電的差分放大電路中，兩管的靜態工作點電流直接由恒流源電路提供。對恒流源偏置電路的要求，除了提供穩定的靜態工作點電流外，還應具有高的輸出交流電阻。鏡像恒流源電路是目前應用最廣的一種高穩定恒流源電路，他特別適合于用在集成電路中。圖2就是采用鏡像電流偏置方式實現的驅動電路結構圖。
這個電路是由2個性能上嚴格匹配的NMOS管和1個電阻、1個電感組成，IM1和IM2分別為電路中兩個NMOS管M1和M2的漏極電流。M1管與M2管的襯底與源短接，不存在體效應。由于兩個NMOS管寬長比完全一樣，因此，
改變VDD或R，IM1和IM2相應的也就隨之改變。鑒于IM2猶如IM1的鏡像，故將這種恒流源電路稱為鏡像恒流源電路。圖中的C和L作用跟前面分壓偏置方式中論述的一樣。
當兩管完全對稱時，溫度的變化就不會引起IM1和IM2的變化，因此鏡像恒流源電路是一種高熱穩定的偏置電路。這一偏置方法還消除了與固定電壓柵偏置有關的熱漂移問題。
對于AB類功放，給定VDD為3 V，Vin為直流偏置2 V，振幅1 V，頻率1 GHz的正弦波，選定R為800 Ω，C為0.5 pF，L為0.065 nH，M1和M2均為寬0.6μm，長0.18 μm的NMOS。從圖3晶體管M2的漏極電流HSpice仿真波形圖中可以看出Vg≥0.297 V的時長為0.69 ns，大于0.5 ns的半個周期時長，因此實現了AB類功放的驅動電路的要求，工作時間大于半個周期。
2.2 分壓偏置方式
分壓式偏置電路，顧名思義就是通過電阻的分壓以給出所要達到的偏置電壓的電路結構，如圖4所示。
電路中的C為隔直電容，隔離輸入的信號中由各種原因引起的直流分量，保證電路特性不被意外的直流分量所影響。電路中的電源一般均通過扼流圈L對MOS管的漏極饋電，目的是盡量減小電路中不必要的直流功率損耗，提高功放的效率，在較低的電壓下輸出較大的功率。因此電路中將扼流電感L接于電源與M1的漏極之間，將DC功率送到MOS管的漏極。
電路中R3為源極電阻，其值很小，使得消耗在他上面的直流功耗也很小，以盡量減小電路中不必要的直流功率損耗，提高功放的效率。R1，R2分別稱為上偏置電阻和下偏置電阻，他們的作用是將VDD進行分壓，在MOS管柵極上產生柵極靜態電壓Vg，其值為：
分壓式偏置電路不僅能夠有效地穩定靜態工作點，而且對于換用不同晶體管時，因參數不一致而引起的靜態工作點的變化。也同樣具有自動調節作用。
對于AB類功放，給定VDD為3 V；Vin為直流偏置2 V，振幅1 V，頻率1 GHz的正弦波，選定R1為2 kΩ，R2為1 kΩ，R3為10 Ω，C為5 pF，L為0.065 nH，M1為寬0.6 μm，長0.18 μm的NMOS，從給定的NMOS參數中可算出Vth0約為0.297 V。設置的電阻使得Vg圍繞1 V左右上下擺動，擺幅為1 V，即可使得晶體管M1工作時間大于半個周期而小于整周期，從圖5晶體管M1漏極電流HSpice仿真波形圖中也可以看出其每周期的工作時間為0.79 ns，大于半周期，實現了AB類功放的驅動要求。
2.3 柵極二極管偏置方式
如圖6所示，這種電路是一種分壓的特殊結構，通過電阻、電感、二極管對VDD進行分壓，在M1柵極上產生正的靜態偏置電壓，使每周期內Vg高于0.297 V的部分增加，這樣就可以實現AB類功放驅動的偏壓要求。
給定VDD為3 V，Vin為直流偏置2 V，振幅1 V，頻率1 GHz的正弦波，選定C為15 pF，R為10 Ω，L1為0.065 nH，L2為2 nH，M1為寬0.6μm，長0.18 μm的NMOS。HSpice仿真得出1 ns內的工作時間為0.75 ns，實現了AB類功放驅動電路的設計目標，每周期的工作時間多于半個周期。