兩個(gè)同頻信號(hào)，特別是工頻信號(hào)之間的移相，在電力行業(yè)的繼電保護(hù)領(lǐng)域中是一個(gè)模擬、分析事故的重要手段。傳統(tǒng)的移相方式都是通過三相供電用特殊變壓器抽頭，以跨相的方法進(jìn)行移相，可統(tǒng)稱為電工式移相。還有一種方法就是在信號(hào)衰減后，經(jīng)模擬電路或數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)移相，再由功放進(jìn)行放大輸出，一般稱為電子式移相。工頻信號(hào)經(jīng)倍頻電路(一般為3600或36000倍頻)產(chǎn)生倍頻信號(hào)送至微CPU，由其經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換器進(jìn)行波形重新合成，同時(shí)微CPU改變合成波形的起始點(diǎn)時(shí)間，再經(jīng)功放放大輸出實(shí)現(xiàn)移相，一般稱為程控式移相。
現(xiàn)在常用的數(shù)字移相器由以下幾個(gè)功能模塊組成：變頻單元（變壓變頻器），變流單元（升流器），移相單元（數(shù)字相位表）,數(shù)字電壓電流表及輔助電路。
變壓變頻器簡(jiǎn)介
輸入為市電，整流成直流后經(jīng)降壓斬波后輸出，再經(jīng)過逆變電路變?yōu)镾PWM波，其基頻為變頻電源的輸出頻率。SPWM波經(jīng)過變壓器隔離后，再用LC濾波，即可輸出正弦波。這一能量轉(zhuǎn)換過程通常表示為AC-DC-AC。
變頻電源主要有以下功能:
●變頻，能將市電轉(zhuǎn)換為用戶所需要的頻率，一般為40～1000Hz；
●變相，能將三相交流電變?yōu)閱蜗嘟涣麟姡蛘甙褑蜗嘟涣麟娮優(yōu)槿嘟涣麟姡?/p>
●變壓，能將市電電壓轉(zhuǎn)換為可調(diào)的電壓；
系統(tǒng)方案論證與工作原理
1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求
本設(shè)計(jì)要求性能指標(biāo)為：三相電壓輸出0～380V；電流輸出0～10A；直流輸出電壓0～50V；頻率范圍0～100Hz；按鍵設(shè)定，操作簡(jiǎn)便，液晶顯示。
2 方案分析與整體框圖
根據(jù)實(shí)際要求，我們考慮可以采用以下方案：
①控制部分——使用DSP TMS320F2812內(nèi)部外設(shè)EVA產(chǎn)生三相電壓型逆變橋的SPWM，以控制逆變橋臂的IGBT導(dǎo)通關(guān)斷；使用DSP內(nèi)部EVA的定時(shí)器2來實(shí)現(xiàn)PWM驅(qū)動(dòng)Buck電路；經(jīng)過內(nèi)部12位AD采樣后反饋到PWM控制輸出，以達(dá)到穩(wěn)定直流電壓的目的。經(jīng)測(cè)試，直流電壓輸出比較穩(wěn)定，負(fù)載調(diào)整率可以達(dá)到規(guī)定的要求，由于采用內(nèi)部外設(shè)EVA來控制實(shí)現(xiàn)，調(diào)節(jié)方便，速度快，電壓、頻率可以達(dá)到要求的精度。
②主回路——直流輸出采用降壓斬波電路，直流轉(zhuǎn)換的效率較高，輸出采用二級(jí)LC濾波；逆變部分采用三相橋式逆變，選用大功率型IGBT。
③保護(hù)部分——采用硬件保護(hù)和軟件保護(hù)的方式。硬件保護(hù)由模擬電路來實(shí)現(xiàn)；軟件保護(hù)由軟件A/D采樣部分實(shí)現(xiàn)。
④設(shè)定與顯示部分——由于DSP資源豐富，采用獨(dú)立按鍵控制，LCD12864顯示，具有良好的人機(jī)界面。
整個(gè)數(shù)字移相器系統(tǒng)如圖1所示。
圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖
MCU通過總線將控制數(shù)據(jù)（移相角，輸出頻率和幅值等）送入DSP，使用線性光耦隔離，在DSP中，使用內(nèi)部事件管理器EVA/EVB產(chǎn)生12路SPWM觸發(fā)脈沖，分別控制電壓型、電流型逆變橋IGBT的開關(guān)狀態(tài)，DSP內(nèi)部集成功率模塊保護(hù)中斷機(jī)制。
系統(tǒng)主回路的設(shè)計(jì)
1 Buck主電路設(shè)計(jì)
①整流部分
整流單元如圖2，根據(jù)系統(tǒng)要求，交流輸入220V，輸出最大10A，整流后空載輸出為約310V（最大），帶負(fù)載（約5A）后，直流電壓大約下降8～9V。
圖2 整流濾波電路圖
E1為整流后進(jìn)行濾波，如果電容值過大，寄生電感電阻過大，會(huì)造成不必要的能量損耗，而且在上電瞬間，會(huì)造成整流橋瞬間沖擊電流過大。
本次設(shè)計(jì)采用為耐壓450V的電解電容C=1200μF。整流橋采用KBPC5010型二極管，耐壓為1000V，正向平均整流電流IF(AV)=50.0A（t=55℃）,且體積較小、發(fā)熱低、較實(shí)用，所選器件符合本設(shè)計(jì)的要求。
②降壓部分
降壓電路如圖3所示。
圖3 Buck降壓?jiǎn)卧?/p>
根據(jù)系統(tǒng)要求，直流輸入最大300V，直流輸出最大60V，電流輸出最大10A。本電路中的IGBT采用FGA25N120AND，VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns，參數(shù)滿足實(shí)驗(yàn)要求。
Vref為直流電壓輸入，R0、C0為無感阻容吸收部分，以吸收IGBT關(guān)斷瞬間儲(chǔ)存的能量和濾除尖峰，RS為采樣電阻，DCA-DCA為電流互感器，采樣輸出電流，“Sample”為采樣輸出端。各參數(shù)具體選取如下：
A無感電容C0、電阻R0的計(jì)算
C0=（2.5～5）×10-8×If；If為IGBT的電流（20A），可以得出C0=0.5～1μF；
R0=((2～4)×535)/If=53.5～107。
實(shí)際實(shí)驗(yàn)中，經(jīng)過不同RC的匹配，最終選擇電阻R0為100Ω/5W、C0為1μF/630V。
B 分壓采樣電阻的選擇
為了不影響后級(jí)輸出，分壓支路電流應(yīng)盡可能的小，分壓電阻盡量大，但考慮到電阻越大，內(nèi)部噪聲也越大，二者折中。DSP采樣電壓最大為3V，而直流輸出最大為60V，故設(shè)定分壓比例為1/20，選取如下：RS=5KΩ/0.1，RS=250Ω/0.1。
C 電感L的選擇
輸出電感的量值對(duì)于在開關(guān)關(guān)斷時(shí)維持到負(fù)載的電流十分關(guān)鍵。為了能在最極端的輸出電壓和輸入電流條件下保證最小的電感值仍然支持降壓變換器的輸出電流,從而向負(fù)載輸出電流,這個(gè)最小電感值是需要確定的一個(gè)量值。
下式為一經(jīng)驗(yàn)公式，用于確定一個(gè)連續(xù)Buck變換器所需的臨界電感值。
其中，f為IGBT的開關(guān)頻率（10～20kHz），D為占空比，IO為輸出電流（5～10A）。可計(jì)算得LC=2.5～5.0mH，本設(shè)計(jì)取5.0mH。
輸出Vdc=50V，Imax=10A，Rs采樣輸出電壓，通過線性光耦，由DSP進(jìn)行PID運(yùn)算調(diào)節(jié)輸出PWM信號(hào)，使Buck電路輸出電壓恒定50V。
D 濾波電容E2的選擇
輸出端電容器（E2）是為了使輸出電壓變得平滑而使用的，升壓型的產(chǎn)品因?yàn)獒槍?duì)負(fù)載電流而斷續(xù)地流入電流，與降壓型產(chǎn)品相比需要更大的電容值。在輸出電壓較高以及負(fù)載電流較大的情況下，由于紋波電壓會(huì)變大，因此根據(jù)各自的情況而選用相應(yīng)的電容值，推薦使用2000μF以上電容器。
為了獲得穩(wěn)定的輸出電壓，最好選用等效串聯(lián)電阻（ESR）較小且容量較大的電容器。特別推薦使用低溫特性及泄漏電流特性等優(yōu)異的鉭電解電容器或有機(jī)半導(dǎo)體電容器，而且采用小容值電容與大電容（耐壓等級(jí)相同）并聯(lián)可起到消除高次諧波與降低等效串聯(lián)電容的作用。
本次設(shè)計(jì)中，設(shè)定IGBT開關(guān)頻率為f=10kHz，電感L=5.0mH，E2=2000μF/400V，鉭電解電容器。
③紋波改善
在實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，紋波與電感有較大關(guān)系，當(dāng)輸出電流未達(dá)到電感磁芯的飽和電流時(shí)，輸出尖峰較小；當(dāng)達(dá)到電感磁芯的飽和電流時(shí)，輸出尖峰瞬間增大。改善電感及磁芯，采用飽和電流較大的電感，在尖峰較小的情況下，可以達(dá)到電流標(biāo)準(zhǔn)值。
由實(shí)驗(yàn)波形圖可知，在IGBT開關(guān)時(shí)刻產(chǎn)生紋波。改善IGBT開關(guān)狀態(tài)可以降低紋波，在IGBT門極之前串聯(lián)一25Ω電阻，可改善IGBT導(dǎo)通情況。輸出直流50V紋波波形見圖4。
圖4 Buck單元輸出直流50V時(shí)紋波波形(×10)
可見，紋波大小為530mV（+1.1%）滿足本設(shè)計(jì)的要求。
2 三相橋式逆變的設(shè)計(jì)
圖5給出了一個(gè)典型的三相逆變器的結(jié)構(gòu)。其中，Va、Vb、Vc是逆變輸出三相電壓，分別接三相負(fù)載，D1～D6為續(xù)流二極管。PWMx和PWMx_（x=A、B、C）控制逆變器的6個(gè)電壓功率管，當(dāng)一個(gè)功率管的上臂導(dǎo)通時(shí)（PWMx=1），同一個(gè)功率的下臂關(guān)斷（PWMx_=0）。
圖5 三相逆變橋
①功率管IGBT的選取
系統(tǒng)要求直流輸入Vdc最大60V，電流最大10A，輸出頻率最高100Hz，IGBT開關(guān)頻率最高3.3kHz（載波比N=33）。根據(jù)系統(tǒng)要求，本設(shè)計(jì)選用FairChild公司FGA25N120AND型IGBT，參數(shù)為VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns。
②無感阻容吸收RC的選取
RC選取如下：無感電阻R1～R6= 100Ω/5WΩ，無感電容C1～C6=1μF/630V。
③LC濾波的設(shè)計(jì)（無源濾波）
逆變輸出三相電壓Va、Vb、Vc經(jīng)LC濾波后，以得到平滑的正弦波，分別接三相阻性負(fù)載（7Ω），負(fù)載連接方式為星形連接。LC原則上只允許基波（中心頻率）通過。
本設(shè)計(jì)要求輸出頻率為50～100Hz，可計(jì)算得LC=1.01×10-5～2.53×10-6。
圖6中，濾波LC的值由經(jīng)驗(yàn)值和實(shí)際實(shí)驗(yàn)中比較確定，權(quán)衡最小值和最大值，最終選取LA～LC=0.98mH，CA～CC=2μF/500V±5%。
圖6 LC濾波
本設(shè)計(jì)中，LC濾波為無源濾波，雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，但是有一個(gè)缺點(diǎn)：只能有一個(gè)中心頻率，當(dāng)輸出頻率改變時(shí)，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。若采用有源濾波器，滿足不同頻率范圍的輸出，而波形畸變可以減小到最小，但是相應(yīng)的成本則會(huì)增加。
本設(shè)計(jì)中無源濾波雖然在不同頻率時(shí)使波形有些畸變，但是可以滿足系統(tǒng)輸出的要求。
系統(tǒng)控制模塊的設(shè)計(jì)
1 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)
在本設(shè)計(jì)中Buck電路和三相逆變橋的驅(qū)動(dòng)開關(guān)頻率分別為10kHz，和3.3 kHz（最大），中小功率IGBT，采用此芯片作為驅(qū)動(dòng)芯片滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求。
①Buck電路驅(qū)動(dòng)的設(shè)計(jì)
圖7為TLP250光耦驅(qū)動(dòng)電路。圖中,光耦芯片TLP250供電電壓+15V，輸出IO=+1.5A，在中功率電路中可以直接驅(qū)動(dòng)IGBT，使用TLP250時(shí)應(yīng)在管腳8和5間連接一個(gè)0.1μF的陶瓷電容來穩(wěn)定高增益線性放大器的工作，提供的旁路作用失效會(huì)損壞開關(guān)性能，電容和光耦之間的引線長度不應(yīng)超過1cm。
圖7 TLP250驅(qū)動(dòng)IGBT
保護(hù)端為過壓、過流保護(hù)輸出端口，一旦過壓、過流，保護(hù)模塊將輸出高電平并且保持，禁止TLP250輸出脈沖，直到故障解除后復(fù)位。
本設(shè)計(jì)開關(guān)頻率為10kHz，三極管BD237/238（NPN/PNP），VCBO=100V，集電極峰值電流Icm=6A（tP<5ms）,完全可以達(dá)到要求。
R3、IGBT的門極之前，加一小電阻（一般為10～20Ω），用以改善IGBT的開關(guān)波形，降低高頻噪聲。DSP的PWM輸出經(jīng)過上述TLP250光耦電路后的波形輸出見圖8。
圖8 Buck單元PWM經(jīng)過光耦后的波形輸出(×10)
可以看出，推挽后的電容C2為加速開通和關(guān)斷作用；與C3并聯(lián)穩(wěn)壓二極管產(chǎn)生恒定的5.1V反壓，當(dāng)PWM輸出高電平，IGBT的CE兩端電壓差為8～9V，使IGBT導(dǎo)通；當(dāng)PWM輸出低電平，IGBT的E極的5.1V反壓可以保證IGBT可靠關(guān)斷。
②三相逆變橋SPWM驅(qū)動(dòng)的設(shè)計(jì)
TLP250光耦驅(qū)動(dòng)能力比較大（Io=±1.5A）可以直接驅(qū)動(dòng)中功率IGBT，本文已在上節(jié)作了詳細(xì)說明，在此不再贅述，具體驅(qū)動(dòng)電路如圖9所示。
圖9 TLP250光耦直接驅(qū)動(dòng)IGBT
系統(tǒng)啟動(dòng)后，設(shè)置輸出調(diào)制正弦波頻率為50Hz（±0.01Hz），死區(qū)時(shí)間4.0μs時(shí)的SPWM經(jīng)過74HC244N緩沖驅(qū)動(dòng)后波形如圖10所示，死區(qū)時(shí)間如圖11所示，以上橋臂1（PWM1）和下橋臂4（PWM2）為例，上下對(duì)稱，其中CH1通道觀測(cè)PWM1，CH2通道觀測(cè)PWM2。
圖10 EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過光耦驅(qū)動(dòng)后的SPWM波形
由DSP的EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過光耦驅(qū)動(dòng)后的SPWM波形見圖10。
IGBT逆變橋上下橋臂波經(jīng)過光耦驅(qū)動(dòng)后死區(qū)時(shí)間情況如圖11所示。
圖11 EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過光耦驅(qū)動(dòng)后死區(qū)時(shí)間情況
2 A/D轉(zhuǎn)換采樣電路的設(shè)計(jì)
本設(shè)計(jì)選用Agilent公司的HCNR200/201。線性光耦真正隔離的是電流，要想真正隔離電壓，需要在輸出和輸出處增加運(yùn)算放大器等輔助電路。
如圖12所示，輸入端電壓為Vin，輸出端電壓為Vout，有：VOUT=K3（R2/R1）VIN，其中，K3=1+0.05。一般取R2=R1，達(dá)到只隔離，不放大的目的。
輸入VIN=0～12V，輸出等于輸入，采用LM324運(yùn)放集成芯片，電路如圖12所示。
圖12 線性光耦隔離電路
由于光耦會(huì)產(chǎn)生一些高頻的噪聲，通常在R2處并聯(lián)電容，構(gòu)成低通濾波器，取C=10pF，有微小相移，約1.5kHz—0.2°，可以忽略。電阻R1和R2采用精密電阻，以達(dá)到最好的線性關(guān)系1:1。
采樣電阻分壓后，通過高精度線性光耦隔離，采樣信號(hào)Vout經(jīng)過一級(jí)電壓跟隨器后，輸入ADC，經(jīng)ADC模塊轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，進(jìn)行PID運(yùn)算處理后，輸出給調(diào)節(jié)量。
3 過流、過壓保護(hù)單元設(shè)計(jì)
①過流保護(hù)單元設(shè)計(jì)
過流保護(hù)電路如圖13所示。
圖13 過流保護(hù)電路圖
過流保護(hù)的整定值可以通過改變R8來調(diào)節(jié)，當(dāng)IIN—IOUT的電流超過整定值，電路輸出端送給處理器(DSP)或邏輯控制電路一個(gè)高電平信號(hào)（+5V），最終由控制回路調(diào)整主回路設(shè)置(如斷電)，從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。
②過壓保護(hù)單元設(shè)計(jì)
過壓保護(hù)電路的基本原理和過流保護(hù)基本想同，唯一不同的是過壓保護(hù)電路不需要電流互感器，將LM393第二引腳直接與分壓采樣電阻想連。這里不再贅述。
實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析
頻率輸出設(shè)定為50～100Hz時(shí)的測(cè)試結(jié)果如表1所示。
逆變輸出接三相阻性負(fù)載。
過流保護(hù)測(cè)試：
設(shè)定輸出門限直流電流為7.00A。保護(hù)電壓電流分別如表2所示。
部分實(shí)驗(yàn)波形見圖14和圖15。
圖14頻率設(shè)定為50Hz時(shí)的逆變輸出三相負(fù)載線電壓波形
圖15 頻率設(shè)定為60Hz時(shí)的逆變輸出三相負(fù)載線電壓波形
①實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，頻率輸出略有誤差(+0.01Hz)，但基本滿足要求。輸出頻率的誤差可能是由于DSP在進(jìn)行浮點(diǎn)運(yùn)算時(shí)，浮點(diǎn)比較沒有絕對(duì)相等，只能無限逼近。
②無源LC濾波只有一個(gè)中心頻率，當(dāng)輸出頻率改變時(shí)，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。
③在進(jìn)行輸出頻率(60Hz)或者直流電壓設(shè)定后運(yùn)行時(shí)，可以看到，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸上升達(dá)到設(shè)定值，以減小啟動(dòng)時(shí)的沖擊電流；當(dāng)系統(tǒng)停止時(shí)，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸下降為0。
實(shí)驗(yàn)證明，設(shè)計(jì)方案可行，系統(tǒng)性能和各項(xiàng)指標(biāo)基本滿足設(shè)計(jì)要求。