引　言

　　隨著無線通訊事業的不斷發展,人們對無線系統的射頻接收機提出了越來越高的要求,比如低功耗、低噪聲、大動態范圍、高靈敏度和高線性度等。因此,處于接收機最前真個放大器對于進步系統性能起到了關鍵作用。傳統的研究主要集中在如何獲得低噪聲和高增益特性上,對接收前端放大器高線性度題目的研究經常被忽略。

　　Ansoft公司的Designer軟件包是集電路和電磁仿真于一體的強大CAD工具。設計中,利用該軟件對放大器的三階互調和噪聲等性能進行仿真和優化,同時對天生的PCB進行了電磁仿真,得到了令人滿足的設計結果。這種低本錢、低功耗和高線性的LNA可廣泛應用于PCS波段以及CDMA蜂窩移動手機中。

1　高線性低噪聲放大器原理設計

1. 1　系統考慮與主要指標要求
　　在移動通訊系統設計中,低噪聲放大器處于接收機的射頻最前端,如圖1所示。因此,系統的噪聲性能和線性度主要取決于該前端放大器的噪聲性能和線性特性。這里設計的放大器主要技術指標:工作頻率范圍f =1950 MHz;增益G >14dB;噪聲系數N_f < 1.1dB;輸出1dB;壓縮點OP_1dB>+ 5 dBm;輸出三階交截點OIP3 > + 24dBm輸進輸出回波損耗RL<10dB。
 

1. 2　器件選擇與偏置電路設計
　　隨著微電子工藝的不斷進步,已能選擇到噪聲性能好、線性度高同時價格又便宜的雙極晶體管,可以實現高線性低噪聲放大器。

　　直流偏置決定了晶體管的靜態工作點,因而也就決定了放大器的各種性能。但這些性能參數經常相互矛盾、彼此制約,因此,在考慮直流偏置點時,通常要在各種特定指標,如增益、線性度、噪聲系數和功率消耗等之間作出折衷的選擇。盡管大電流可以改善線性度和增益,但同時也帶來噪聲系數的增加。通過增加集- 射極電壓可以改進電路的線性度,但是當接近擊穿電壓(BV_CEO)時,噪聲系數會由于電壓擊穿而開始惡化。設計所選器件的最小擊穿電壓為2.3V,因此,在綜合考慮各種特定指標要求的情況下選擇C-E極間偏置電壓V_ce=2.0V和集電極偏置電流I_c=8 mA。

　　電阻R₃將電源電壓由3V降低到2.1V, R₂給晶體管的基極提供電壓偏置, R₁起到改善放大器穩定度的作用。圖2所示偏置電路簡單實用,并提供適當數目的負反饋用于補償由于器件的離散性和整個寬溫( -40℃～+85℃)工作范圍內直流增益β的變化。其反饋原理是:假如溫度變化或器件離散性使直流增益β產生變化而導致器件電流增加,則電阻R₃壓降會增加,這樣基極電壓V_B會減少,從而器件電流減小,因此提供了直流負反饋,使器件的靜態工作點穩定。 



1. 3　穩定性的改善
　　S參數描述的線性二端口器件盡對穩定充分必要條件是: (a) K>1; ( b) | Δ | < 1。其中


　　利用Ansoft公司的Designer仿真軟件包優化設計LNA的穩定因子K, 這將大大進步設計效率。最初的仿真結果顯示穩定系數K<1,如圖3所示。因此考慮在發射級串接電感以改進放大器的穩定性,但同時也引起噪聲性能的惡化。在低頻,當適量增加串接電感量時既可以改進放大器線性度又可以改善穩定性,但在高頻(如5GHz～12GHz),隨著發射極電感度量進一步增加,放大器穩定性會下降。仿真表明:通過輸出電阻負載R₁=10Ω以及與發射極并聯的電感L₃,改善了LNA的穩定因子K,使之大于1,特別是在800MHz～1200MHz頻率范圍。C₅=10pF作為旁路電容,在低頻時的影響比在2GHz時的小,因此在低頻段,LNA輸出端負載電阻R₁=10Ω起到了改善穩定性的作用。

1. 4　輸進輸出匹配電路設計
　　由于器件的S₁₂≠0,所以由L₂、C₂組成的輸出匹配電路和串接在發射極的電感有利于改善輸進回波損耗和噪聲匹配,因而能夠消除由器件輸進真個射頻元件帶來的不利影響。輸進匹配電路由10pF的隔直電容C₁和在基極提供電流偏置的電感L₁組成,因此避免了使用調諧元件對電路進行煩瑣的優化設計,以達到對輸進回波損耗和噪聲系數的平衡。

1. 5　噪聲系數的改善
　　所選器件在放大器正常工作頻率范圍內具有良好的噪聲性能,可與價格昂貴的PHEMT和GaAsMESFET器件相媲美。在2GHz左右,最小噪聲系數的偏置電流大約是5mA。然而,要得到+25dBm的OIP3,所需最小電流大約是8mA。考慮到偏置電流對噪聲系數的影響,在設計中必須對噪聲系數和三階交截點進行折衷考慮。另外,在發射極串接電感L₃改善了放大器的線性度但同時也帶來噪聲性能的惡化,其惡化程度如圖5所示。因此,設計中也要對串接電感L₃進行優化,以平衡放大器的三階交截點和噪聲系數。

1. 6　高三階交截點的設計
　　兩種技術可以實現OIP3 > +25dBm的設計要求,即在發射極串接電感以及增加在B-E結的電荷儲量。

(1)發射極串接電感
　　在發射極串接電感,可以改善放大器的穩定度和線性度,但同時也影響器件的輸進輸出匹配和噪聲匹配。考慮到實際射頻放大器電路尺寸很小,外接電抗元件難于實現,因此設計中采用二節并聯的微帶線接地(如圖6所示)作為反饋元件以等效電路所需的電感量,從而改善了放大器的三階交截點,當然這樣也會減小放大器的增益以及引起噪聲性能在一定程度上的惡化。優化設計表明:為了使放大器的OIP3進步約4.5dBm,增益卻減小了約3.5dB．

(2)增加B-E結電荷儲存
　　在雙音測試中,輸進兩個等幅、頻率分別為f₁和f₂的正弦信號,差頻1MHz。因此,器件非線性二階互調產物f₂ - f₁以1MHz的速率調制B-E結和C-E結的電壓。而發射極電流是B-E結電壓的指數函數,即I_e≈I_ese^(qVBE/KT),所以低頻互調產物f₂-f₁出現在器件的終端將會以f₂ - f₁的速率改變晶體管的工作點,這樣反過來也影響了失真產物的電平。所以,假如在B-E結間增加一個相對大的電容,則可以旁路掉這個低頻產物f₂-f₁, 那么B-E結的電壓波動將會減少,因而減少了三階互調產物。在圖2中, C₃=0.1μF起到了旁路低頻互調產物f₂-f₁的作用。同理, C₆= 0.1μF也是用于旁路低頻互調產物f₂-f₁的,但效果不如在基極改善明顯。

　　設計中采用集總電感進行基極偏置并把直流偏置網絡與射頻信號分開,而不用高阻抗微帶線實現,這樣在低頻端晶體管B-E結電荷儲存與終端之間獲得低阻抗,使偏置回路與射頻回路取得更好的分隔效果。電感L₁=15nH在幾十兆赫茲頻段產生的阻抗可忽略,但在1950 MHz卻能獲得足夠大阻抗,使LNA在正常工作頻率范圍內把晶體管基極與偏置網絡分開。

2　印刷電路板的電磁仿真

　　通過上一節對放大器的分析和優化設計,將終極得到的電路制作在FR4(ε_r=4.5, h=0.8 mm)基片上。

　　考慮到實際制作的PCB可能與原理設計的情況不完全一致,因此為了進一步了解電路性能,也為了更好地調試實際電路,有必要對放大器PCB進行電磁仿真。Designer工具中的電磁仿真模塊可以實現對電路PCB的電磁仿真。首先,在AutoCAD繪圖工具中創建LNA的Layout印刷電路布線圖。考慮到DC偏置網絡和射頻扼流電感已將偏置電路與射頻信號較好地分隔開,實際操縱時將針對放大器的AC等效電路進行電磁建模,如圖10所示;其次,是定義介質基片材料的各種特性參數(必須與電路仿真原理圖中定義的基片材料一致) ;接著是從AutoCAD繪圖工具中導進放大器的PCB電磁仿真模型;然后定義輸進輸出端口激勵和器件的S參數模型;在這些工作完成之后,就可以對上述模型進行仿真設置并運行仿真;最后是對結果進行分析和處理。

3　結　語

　　選用性能優良的SiGe NPN BJT器件,利用仿真工具設計并實現了低本錢、低功耗和高線性的單級LNA。測試結果:放大器輸出三階交調點+ 25 dBm、噪聲系數1.0dB、輸出1dB壓縮點+ 5.5dBm和增益14.5dB以及輸進輸出回波損耗均優于10 dB。因此,達到了設計指標要求。